一种高效自供电的压电同步电荷提取与电压翻转电路属于压电能量收集领，包括启动电路模块、非线性能量提取电路模块、开关控制电路模块、开关控制电路模块、自供电模块、过压保护模块。电路初始阶段，能量存储元件通过启动电路收集能量，模式切换电路监测能量存储元件两端的电压：当电压不够时，以标准能量收集的方式收集能量；当电压足够后，通过非线性能量提取电路收集。非线性能量提取电路的开关信号由开关控制电路产生，开关控制电路工作所需的电压由能量存储元件两端的电压经DC‑DC转换获得。本发明提出的电路具有较高的输出功率以及与负载无关的优点，电路可以高效的将环境中的振动转化为电能从而为低功耗无线传感器节点供电。
1.一种高效自供电的压电同步电荷提取与电压翻转电路，该电路采用两片同位配置的压电片PZT1和PZT2，PZT1专用于俘能，PZT2用于检测PZT1的位移，其特征在于，所述的压电同步电荷提取与电压翻转电路包括：用于为开关控制电路(5)提供初始工作电压的启动电路(1)；用于在标准和SCEVI之间切换的模式切换控制电路(2)；用于电压调整的DC-DC电路(3)；基于SCEVI的非线性能量提取电路(4)；用于为非线性能量提取电路(4)提供开关控制信号的开关控制电路(5)；过压检测与保护电路(6)；
初始阶段，启动电路(1)以标准能量收集方式收集PZT1的能量，为能量存储元件充电；
模式切换控制电路(2)监测能量存储元件的电压，当电压达到高阈值后，模式切换控制电路(2)断开SW1，能量存储元件的电压经DC-DC电路(3)后为开关控制电路(5)提供所需的直流电压，开关控制电路(5)为非线性能量提取电路(4)提供开关控制信号，模式切换控制电路(2)将标准能量收集模式切换为非线性能量收集模式；当过压检测与保护电路(6)检测到能量存储元件的电压高于设定值时，切断模式切换控制电路(2)和DC-DC电路(3)，并将能量存储元件的电压稳定在设定值；启动电路(1)先为开关控制电路(5)提供所需的初始启动电压，电路稳定工作后，再由非线性能量提取电路(4)为开关控制电路(5)和负载供电，实现自供电；
所述的启动电路(1)，包括：整流桥，由Nmos管M1、M2组成的开关SW1，电阻R1与电容C6组成的标准能量收集电路，保证电压单向传输的二极管D1；在电路启动阶段，PZT1的能量经整流桥、闭合的开关SW1后通过电阻R1为电容C6充电，C6上的电流通过二极管D1流向储能电容C7；所述的M1的栅极与模式切换控制电路(2)中比较器U2输出的开关控制信号VH相连；
所述的模式切换控制电路(2)，包括：基准电压芯片U1，比较器U2，分压电阻R6、R7，基准电压芯片U1的分压电阻R8、R9、R10，滤波电容C1，Nmos管M3与Pmos管M4构成的开关，用于改变阈值的Nmos管M5；所述的R6、R7对储能电容C7上的电压分压并将R7上的电压取至比较器U2的同相端，基准电压源U1将储能电容C7上的电压转换为稳定基准直流电压后经R8、R9、R10分压，并将R9、R10上的电压取至比较器U2的反相端；比较器U2的输出为VH，作为M3、M4组成的开关的控制信号；Pmos管M4的源极通过过压保护电路(6)的常闭Pmos开关管M12与储能电容C7的正极相连，Pmos管M4的漏极一路接DC-DC电路(3)的输入端，一路接Nmos管M5的栅极，Nmos管M5的漏源极与电阻R10并联；
所述的DC-DC电路(3)，包括：低压差线性稳压器芯片U3，稳压充电泵负输出转换器U4，滤波电容C2、C3、C4；所述的U3、U4的输入端均通过开关M12和开关M4与储能电容C7相连；U3、U4的功能是产生用于为开关控制电路(5)以及负载供电的直流正、负电压；
所述的非线性能量提取电路(4)，包括：整流桥，开关SW3、SW4和电感L3、L4构成的电压翻转电路，开关SW2、变压器L1-L2构成的电荷提取电路；所述的电感L3两端分别与PZT1正极、开关SW3相连，SW3由Nmos管M8、Pmos管M9、二极管D8、电阻R15、R16组成，SW3受开关控制电路(5)中与门A11的输出CV+控制；当CV+为高电平时，开关管M8、M9导通，L3接在压电元件两端起正电压翻转的作用；所述的电感L4一端接PZT1负极，另一端与开关SW4相连，SW4由Nmos管M6、Pmos管M7、二极管D7、电阻R13、R14组成，受开关控制电路(5)中与门A13的输出CV-控制；当CV-为高电平时，开关管M6、M7导通，L4接在压电元件两端起负电压翻转的作用；
在整流桥后由变压器的原边电感L1与开关SW2相连构成同步电荷提取电路，SW2由Nmos管M10、Pmos管M11、栅源极间电阻R4、R5组成，受开关控制电路(5)中异或门A8的输出CV控制，当CV为高电平时，开关管M10、M11导通，电感L1提取能量；同步电荷提取电路的L1通过变压器耦合与电感L2相连，L2与D6、C7构成放电回路，能量最终存储在储能电容C7中；另外，由于D1正极与C6相连，负极与C7相连，该方式有效的实现了能量流动的单向性；
所述的开关控制电路(5)，包括：峰值检测电路一路与双边沿控制电路连接，产生开关SW2的控制信号；峰值检测电路另一路与方波延时电路连接，由正电压翻转控制电路产生SW3的控制信号，由负电压翻转控制电路产生SW4的控制信号；
所述的过压保护电路(6)，包括：基准电压芯片U1，分压电阻R6、R7、R24、R25，比较器U7，Pmos管M12，放电电阻R26；通过电阻R24、R25对基准芯片U1输出的电压分压设定阈值，R6、R7对储能电容C7两端的电压分压，并将R7的电压引入比较器U7的同相输入端，将R25的电压引入比较器U7的反相输入端，比较器U7的输出与放电电阻R26以及Pmos开关管M12的栅极相连；当储能电容上的电压超过设定的上限电压时，常闭开关管M12被断开，储能电容上的电压通过比较器输出电阻R27对地放电，保护电路。
2.根据权利要求1所述的一种高效自供电的压电同步电荷提取与电压翻转电路，其特征在于：所述的开关控制电路(5)中峰值检测电路包括电阻R17、R18、电压跟随器U5组成的输入信号调理电路，电阻R19、电容C9、电压比较器U6、非门A14；所述的峰值检测电路，PZT2作为位移传感器提供PZT1的电压峰值，电阻R17、R18构成分压电路，使输入的电压在电压跟随器U5允许的输入范围内，电压跟随器U5起隔离作用；U5的输出一路直接连接比较器U6的反相输入端，一路通过电阻R19、电容C9构成延迟电路，电容C9的正极接入电压比较器U6的同相输入端，由于接入U6的同相输入端信号相较于反相接入端信号有些许延迟，通过比较器U6比较、非门A14取反，输出规则的方波信号，方波的上升沿与下降沿对应压电的负峰与正峰；开关控制电路(5)中双边沿控制电路包括：电阻R21、电容C10、异或门A8；方波延时电路包括：电阻R20、电容C11、非门A9；正电压翻转控制电路包括电阻R22、电容C12、非门A10、与门A11；负电压翻转控制电路包括电阻R23、电容C13、非门A12、与门A13。
3.根据权利要求1或2所述的一种高效自供电的压电同步电荷提取与电压翻转电路，其特征在于，所述的模式切换控制电路(2)中高低阈值的实现是通过M5的栅极检测电容C7上的电压是否达到高阈值，若没有达到，由分压电阻R8、R9、R10的分压决定U2反向输入端的参考电压；若达到高阈值，开关管M5使电阻R10短路，由R8、R9决定U2反向输入端的参考电压；
高低阈值设定的原则是：高阈值与负载损耗有关、低阈值大于DC-DC转换芯片输出的电压。
一种高效自供电的压电同步电荷提取与电压翻转电路
技术领域
[0001] 本发明属于压电能量收集领域，涉及自供电的一种新型压电能量收集电路的实现方法，尤其涉及一种高效自供电的压电同步电荷提取与电压翻转电路。
背景技术
[0002] 随着传感器网络的发展，无线传感器节点广泛用于大型机械、建筑的结构健康监测。传感器网络具有节点数目多、分布广泛、部署环境复杂、维护成本高等特点。由于电池容量有限且在很多应用场合更换电池困难，收集环境中的能源用于无线传感器节点自供电成为研究热点。
[0003] 现阶段振动能量收集主要有摩擦式、压电式、电磁式、磁致伸缩式等。压电能量收集具有易集成、容易做得微型化且对电子器件不产生电磁干扰等优点。由于压电能量收集器产生的电压是交变的，而电子设备所需的电压通常是稳定的直流电压，因此设计能量管理电路变得尤为重要。
[0004] 最简单经典的接口电路由整流桥和滤波电容组成，称为标准能量收集电路。该电路实现了AC-DC转换但能量收集效率较低。为了提高压电能量收集效率，通过非线性开关使压电元件电压与电流同极性或增大压电元件两端的电压来提高压电输出功率的非线性能量收集技术被提出。包括串联同步开关电感电路(S-SSHI)、并联同步开关电感电路(P-SSHI)、同步电荷提取电路(SECE)。其中，SECE输出功率与负载无关，S-SSHI、P-SSHI的输出功率均与负载有关，而在阻抗匹配的条件下，S-SSHI和P-SSHI的输出功率比SECE大。为了进一步提高能量收集的效率，双同步开关接口电路(DSSH)、同步电荷提取与电压翻转电路(SCEVI)，能量注入(energy injection)等电路被提出。其中，DSSH、SCEVI的输出功率与负载无关且SCEVI的输出功率大于DSSH。专利201310535117.5公开了一种自供电式非线性压电振动能量提取电路，该电路的自供电是通过引入独立的第三压电片来实现的。《Journal of Vibroengineering》(Vol.17No.2，2015)公开了SCEVI的拓扑，该电路结合了SECE与P-SSHI。由于SCEVI需要微秒级别精准控制的开关控制电路，至今仍缺少一套SCEVI组合开关控制的实现方案。本发明提出一种SCEVI的电路实现方法，该电路提高了压电能量收集的效率并具有自供电、过压保护等功能。
发明内容
[0005] 本发明的目的是提供一种高效自供电的压电同步电荷提取与电压翻转电路。该电路能够提高压电能量的收集效率且输出功率与负载无关。同时，该电路不需要外接电源或使用额外的第三压电片供电，节省了压电材料。该电路不使用DSP或单片机也能进行组合开关的精确控制，提高了电路的实用性。
[0006] 本发明采用的技术方案为：
[0007] 一种高效自供电的压电同步电荷提取与电压翻转电路，该电路采用两片同位配置的压电陶瓷片PZT1和PZT2，PZT1专用于俘能，PZT2用于检测PZT1的位移。所述的压电同步电荷提取与电压翻转电路包括：用于为开关控制电路提供初始工作电压的启动电路1；用于在标准和SCEVI之间切换的模式切换控制电路2；用于电压调整的DC-DC电路3；基于SCEVI的非线性能量提取电路4；用于为非线性能量提取电路4提供开关控制信号的开关控制电路5；过压检测与保护电路6。
[0008] 所述的自供电的压电同步电荷提取与电压翻转电路，初始阶段，启动电路1以标准能量收集模式收集PZT1的能量，给能量存储元件充电；模式切换控制电路2监测能量存储元件的电压，直到达到高阈值后，模式切换控制电路2断开SW1，能量存储元件的电压经DC-DC电路3后为开关控制电路5提供所需的直流电压，开关控制电路5为非线性能量提取电路4提供开关控制信号，模式切换控制电路2将能量收集模式切换为高效的非线性能量收集模式。当过压检测与保护电路6检测到能量存储元件的电压高于设定值时，会切断模式切换控制电路2和DC-DC电路3，并将能量存储元件的电压稳定在设定值。启动电路1先为开关控制电路5提供所需的初始启动电压，电路稳定工作后，再由非线性能量提取电路4为开关控制电路5和负载供电，以此实现自供电。
[0009] (1)启动电路1，包括：D2、D3、D4、D5二极管组成的整流桥；由Nmos管M1、M2组成的开关SW1；电阻R1与电容C6组成的标准能量收集电路；保证电压单向传输的二极管D1。在电路启动阶段，PZT1的能量经过整流桥与闭合的开关SW1通过电阻R1为电容C6充电，C6上的电流通过二极管D1流向储能电容C7。
[0010] 所述的M1的栅极与模式切换控制电路2中比较器U2输出的开关控制信号VH相连，M1的源极与D4、D5正极连接并接地，漏极与M2的栅极相连；所述的M2的漏极与D2、D3负极相连，源极接电阻R1与电容C6。R2、R3是输入端开路时确保开关管处于截止状态的电阻。
[0011] (2)模式切换控制电路2，包括：基准电压芯片U1；比较器U2；分压电阻R6、R7；基准电压芯片U1的分压电阻R8、R9、R10；滤波电容C1；Nmos管M3与Pmos管M4构成的开关；用于改变阈值的Nmos管M5。
[0012] 所述的R6、R7对储能电容C7上的电压分压并将R7上的电压取至比较器U2的同相端，基准电压源U1将储能电容C7上的电压转换为稳定基准直流电压后经R8、R9、R10分压，并将R9、R10上的电压取至比较器U2的反相端。比较器U2的输出为VH，作为M3、M4组成的开关的控制信号。Pmos管M4的源极通过过压保护电路6的常闭Pmos开关管M12与储能电容C7的正极相连，Pmos管M4的漏极一路接DC-DC电路3的输入端，一路接Nmos管M5的栅极，Nmos管M5的漏源极与电阻R10并联。R11、R12是输入端开路时确保开关管处于截止状态的电阻，滤波电容C1能够使U1的输出电压更平滑。
[0013] 模式切换控制电路2监测储能电容C7上的电压，当电压增加而未达到高阈值时，电路通过标准能量收集的模式俘能；达到高阈值时，DC-DC电路3产生正负直流电压为开关控制电路供电，非线性能量收集电路开始工作；当负载损耗较大，电压被拉低至低阈值时，储能电容C7与DC-DC电路3的连接断开，启动电路再次工作。R6、R7确定后，高阈值由分压电阻R8、R9、R10设定，低阈值由R8、R9设定。设定的原则是：高阈值与负载损耗有关、低阈值稍大于DC-DC芯片输出的电压。
[0014] (3)DC-DC电路3，包括：低压差线性稳压器芯片U3；稳压充电泵负输出转换器U4；滤波电容C2、C3、C4。
[0015] 所述的低压差线性稳压器U3和稳压充电泵负输出转换器U4的输入端均通过开关M12和开关M4与储能电容C7相连。U3、U4的功能是产生用于为开关控制电路以及负载供电的直流正、负电压。
[0016] (4)非线性能量提取电路4，包括：D2、D3、D4、D5整流二极管构成整流桥；开关SW3、SW4和电感L3、L4构成的电压翻转电路；开关SW2、变压器L1-L2构成的电荷提取电路。
[0017] 所述的电感L3一端接PZT1的正极，另一端与SW3相连，SW3由Nmos管M8、Pmos管M9、二极管D8、电阻R15、R16组成，SW3受开关控制电路5中与门A11的输出CV+控制。当CV+为高电平时，开关管M8、M9导通，L3接在压电元件两端起正电压翻转的作用。所述的电感L4一端接PZT1的负极，另一端与开关SW4相连，SW4由Nmos管M6、Pmos管M7、二极管D7、电阻R13、R14组成，受开关控制电路5中与门A13的输出CV-控制。当CV-为高电平时，开关管M6、M7导通，L4接在压电元件两端起负电压翻转的作用。在整流桥后由变压器的原边电感L1与开关SW2相连构成同步电荷提取电路，SW2由Nmos管M10、Pmos管M11、栅源极间电阻R4、R5组成，受开关控制电路5中异或门A8的输出CV控制，当CV为高电平时，开关管M10、M11导通，电感L1提取能量。同步电荷提取电路的L1通过变压器耦合与电感L2相连，L2与D6、C7构成放电回路，能量最终存储在储能电容C7中。另外，由于D1正极与C6相连，负极与C7相连，该方式有效的实现了能量流动的单向性。
[0018] (5)开关控制电路5：峰值检测电路一路与双边沿控制电路连接，产生开关SW2的控制信号；峰值检测电路另一路与方波延时电路连接，由正电压翻转控制电路产生SW3的控制信号，由负电压翻转控制电路产生SW4的控制信号。
[0019] 所述的峰值检测电路，包括：电阻R17、R18、电压跟随器U5组成的输入信号调理电路；电阻R19、电容C9、电压比较器U6、非门A14。
[0020] 所述的峰值检测电路，PZT2作为位移传感器提供PZT1的电压峰值，电阻R17、R18构成分压电路，使输入的电压在电压跟随器U5允许的输入范围内，电压跟随器U5起隔离作用。U5的输出一路直接连接比较器U6的反相输入端，一路通过电阻R19、电容C9构成延迟电路，电容C9的正极接入电压比较器U6的同相输入端，由于接入U6的同相输入端信号相较于反相接入端信号有些许延迟，通过比较器U6比较、非门A14取反，可输出规则的方波信号，方波的上升沿与下降沿对应了压电的负峰与正峰。
[0021] 所述的双边沿控制电路，包括：电阻R21、电容C10、异或门A8。
[0022] 所述的双边沿控制电路，异或门A8的输入一路接非门A14的输出，一路接R21和C10组成的微分电路的电容正极，双边沿控制电路利用了电容的充放电和异或门在输入不一致时逻辑电平会跳变的原理。
[0023] 所述的方波延时电路，包括：电阻R20、电容C11、非门A9。方波延时电路的延时时间设置成开关SW2的导通时间，使SW2断开时，能够实现开关SW3或SW4的启动。
[0024] 所述的正电压翻转控制电路包括电阻R22、电容C12、非门A10、与门A11。
[0025] 所述的负电压翻转控制电路包括电阻R23、电容C13、非门A12、与门A13。
[0026] 所述的正、负翻转控制电路都利用了与门只有在输入端都为高时输出为高电平的特点。
[0027] (6)过压保护电路6，包括：基准电压芯片U1；分压电阻R6、R7、R24、R25；比较器U7；Pmos管M12；放电电阻R26。
[0028] 通过电阻R24、R25对基准芯片U1输出的电压分压设定阈值，R6、R7对储能电容C7两端的电压分压，并将R7的电压引入比较器U7的同相输入端，将R25的电压引入比较器U7的反相输入端，比较器U7的输出与放电电阻R26以及Pmos开关管M12的栅极相连。当储能电容上的电压超过设定的上限电压时，常闭开关管M12被断开，储能电容上的电压通过比较器输出电阻R27对地放电，由此起到保护电路的作用。
[0029] 本发明的有益效果为：本发明提供的高效自供电的压电同步电荷提取与电压翻转电路，不使用DSP或单片机也能灵活的控制组合开关的时序以及开关导通时间，能实现微秒级别的精准控制；在实际应用中可根据负载损耗灵活设定高低阈值，并在负载较重的情况下也能灵活的设置间歇供电的时间；不需要外接电源供电，具有高效的能量收集效率且输出功率与负载无关。除此之外，该压电能量收集电路实现了间歇式的供电管理以及过压保护，提高了稳定性、可靠性与实用性，对于无线传感器节点自供电有广泛的应用前景。
附图说明
[0030] 图1是同步电荷提取和电压翻转电路(SCEVI)的电路拓扑；
[0031] 图2是本发明自供电的压电同步电荷提取与电压翻转电路的系统示意图；
[0032] 图3是本发明自供电的压电同步电荷提取与电压翻转电路的电路示意图；(a)启动电路与非线性能量提取电路(b)开关控制电路(c)过压检测与保护电路、模式切换控制电路与DC-DC电路；
[0033] 图4是本发明的开关SW2、SW3、SW4的开关信号以及PZT1两端电压波形；(a)SW2的开关信号(b)SW3的开关信号(c)SW4的开关信号(d)PZT1两端的电压波形；
[0034] 图5是PZT1两端电压波形、低压差线性稳压器芯片U3与稳压充电泵负输出转换器U4输出波形、储能电容C7两端电压波形；(a)PZT1两端的电压波形(b)低压差线性稳压器芯片U3与稳压充电泵负输出转换器U4输出波形(c)储能电容C7两端电压波形；
[0035] 图6是SCEVI与常见的几种接口电路输出功率比较示意图。
[0036] 图中：1启动电路；2模式切换控制电路；3DC-DC电路；4非线性能量提取电路；5开关控制电路；6过压检测与保护电路。
具体实施方式
[0037] 以下结合附图对本发明做进一步说明。
[0038] 如图1所示为同步电荷提取与电压翻转电路的拓扑图，整流桥后面的电路与同步电荷提取电路(SECE)拓扑相同，整流桥前面的电路与并联同步电感(P-SSHI)电路拓扑相同，同步电荷提取与电压翻转实际上是SECE与P-SSHI两种能量收集技术的结合，其特征在于能量回收分为三个工作阶段即能量提取阶段、电压翻转阶段、电路开路阶段。当电路检测到压电片两端电压峰值后同步电荷提取电路开关SWextr闭合，提取部分能量后同步电荷电路开关断开，并立即闭合电压翻转电路开关SWinv，在电感Linv作用下，压电元件两端的电压迅速反向。当开关SWinv断开后，电路工作在开路阶段，压电元件两端的电压逐渐增加。在一个周期内，该电路正、负峰时刻后回收两次能量。
[0039] 如图2所示，本实施例的一种高效自供电的压电同步电荷提取与电压翻转电路，启动电路、基于SCEVI的非线性能量提取电路、用于为非线性能量提取电路提供开关控制信号的开关控制电路、用于在标准和SCEVI之间切换的模式切换控制电路、DC-DC电路和过压检测与保护电路。其中，所述的启动电路包括开关SW1、标准RC充电电路。所述的非线性能量提取电路包括开关SW2、同步电荷提取电路以及开关SW3、电感L3、开关SW4、电感L4、整流桥。所述的开关控制电路包括峰值检测电路、双边沿控制电路、方波延时电路、正电压翻转控制电路、负电压翻转控制电路。其中峰值检测电路、双边沿控制电路产生SW2的开关信号；在峰值检测电路基础上，经方波延迟电路后，正电压翻转控制电路产生SW3的开关信号，负电压翻转控制电路产生SW4的开关信号。第一压电元件PZT1用于俘能，第二压电元件PZT2用于检测PZT1的位移。SW1闭合时，PZT1的能量以标准能量收集模式收集后，给开关控制电路提供了所需的初始启动电压，非线性能量提取电路工作后，SW1断开，电路通过非线性的模式为开关控制电路和负载供电。
[0040] 图3所示，分别对应启动电路与非线性能量提取电路，开关控制电路，过压保护、模式切换控制与DC-DC电路。上述电路的结构、连接方式等在发明内容中进行了详细的说明，此处不再累赘。
[0041] 本实施例的一种高效自供电的压电同步电荷提取与电压翻转电路的工作过程如下：电路刚启动，标准能量收集电路开始工作，当收集到的能量足够多即储能电容上电压达到设定的高阈值时，DC-DC电路启动并为开关控制电路供电，非线性能量提取电路工作的同时断开标准能量收集电路。非线性能量提取电路分为三个工作阶段，包括能量提取阶段、电压反向阶段、电路开路阶段。电路实现过程与开关控制策略如下：初始阶段，由M1、M2场效应管组成的SW1开关闭合，开关SW2、SW3、SW4断开，PZT1通过整流桥、电阻R1给电容C6充电，C6通过D1给电容C7充电，当电容C7上的电压达到设定的高阈值时，说明此时能量收集充足，DC-DC电路产生给开关控制电路供电的正负电压，同时，比较器U2输出VH为高电平，断开SW1。当检测到压电峰值时，SW2开关闭合，在PZT1两端电压没有完全拉到零电位之前要断开SW2，在SW2断开瞬间，若此时压电元件两端电压为正值，则立即闭合SW3，若此时PZT2两端电压为负值，则立即闭合SW4，其中SW2、SW3与SW4的导通时间可通过电阻R21、R22、R23调整，当SW3与SW4开关闭合后，L3与L4起电压翻转的作用。当SW3与SW4开关断开后，电路再次处于开路状态。非线性的能量提取电路一直持续直到储能电容C7上的电压低于设定的低阈值。当储能电容C7上的电压高于设定的上限电压后，通过电阻对地放电实现电压保护。
[0042] 图4所示，从上至下分别对应SW2的开关信号(同步电荷提取电路的开关信号)、SW3的开关信号(正电压翻转的开关信号)、SW4的开关信号(负电压翻转的开关信号)以及PZT1两端的电压。可见，当检测到PZT2两端的正负峰时，输出SW2的开关信号；当PZT1两端电压为正时，SW3在SW2断开后闭合；当PZT1两端电压为负时，SW4在SW2断开后闭合。在时间为15.04s之前，PZT1两端电压较低，对应标准的能量收集电路工作；之后，压电同步电荷提取与电压翻转电路工作，PZT1两端电压明显增大，根据压电方程与机电耦合模型，可知增大压电元件两端的电压或让压电元件电压与电流同极性可以提高压电能量收集的效率，因此，理论上说明了本设计提出的一种压电同步电荷提取与电压翻转电路能够提高输出功率。
[0043] 本发明的开关控制电路的导通时间是可调的。同步电荷提取电路的导通时间t1、正电压翻转电路的导通时间t2、负电压翻转电路的导通时间t3如下所示：
[0044] t1≈0.7R21C10
[0045] t2≈0.7R22C12
[0046] t3≈0.7R23C13
[0047] 图5所示，储能电容C7上的电压先增加，达到高阈值VTH后，低压差线性稳压器芯片U3与稳压充电泵负输出转换器U4开始工作，导致电压减少，随后低压差线性稳压器芯片U3与稳压充电泵负输出转换器U4输出稳定的±2.5V直流电压，同步电荷提取和电压翻转电路工作，压电元件PZT1两端电压从25V增加至115V，储能电容上的电压开始增大，且增大的比15s之前快。意味着电路处于同步电荷提取和电压翻转工作模式时压电能量收集的效率大于标准的能量收集电路。当储能电容C7两端电压达到20V以上，电压都被稳压到20V，以来保护电路元器件，使其不被损坏。
[0048] 结合图3、图5所示，可根据高低阈值确定电路参数：
[0049]
[0050] 其中VTH为设定的高阈值、VTL为设定的低阈值。
[0051] 图6是SCEVI与常见的几种接口电路输出功率比较示意图，SCEVI与P-SSHI、S-SSHI相比具有与负载无关的优点，与SECE接口电路相比，具有更高的输出功率。
