一种GPS的L1C/A和L1C联合捕获方法

摘要

本发明提出一种GPS的L1C/A和L1C联合捕获方法，包括，一：获取离散时间的数字中频L1C/A+L1C信号，得到同相I和正交Q两路信号；二：将本地L1C/A码序列和本地L1C序列拆分为奇单元信号和偶单元信号，将本地L1C序列拆分为奇单元信号cL1C_O和偶单元信号cL1C_E；三：对载波剥离后的复信号I+jQ取模，然后与单元信号cL1_O和cL1C_O相乘，经积分分别得到或四：对滞后个采样点数得到对滞后个采样点数取反得到五：将积分结果和和相乘，得到有边峰的检测量记为SL1和SL1C；六：按照重构规则Sc＝|(|SL1|)·(SL1C+|SL1C|)|2得到无模糊的检测量记为Sc；七：将检测值Sc与判决器设定的检测门限值比较大小，若检测值超过检测门限值，则认为信号被准确捕获；若检测值没有超过检测门限值，则认为信号没有被准确捕获，重复步骤一到步骤七。

权利要求

1.一种GPS的L1C/A和L1C联合捕获方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：步骤一：获取离散时间的数字中频L1C/A+L1C信号，分别采用正交解调的方法将数字中频L1C/A+L1C信号与本地载波混频，得到同相I和正交Q两路信号；

步骤二：将本地L1C/A码序列拆分为奇单元信号CL1_O和偶单元信号CL1_E，将本地L1C序列拆分为奇单元信号CL1C_O和偶单元信号CL1C_E；拆分具体步骤为：本地PRN序列调制副载波得到本地BOC信号，将本地PRN和本地BOC信号的每个码片分为

2等份，依次截取每一个伪随机码片相同等份的码片信息，拆分为奇偶两个单元信号，记为CL1_O与CL1_E，CL1C_O与CL1C_E；

步骤三：对载波剥离后的复信号I+jQ取模，然后分别与单元信号CL1_O和CL1C_O相乘，经积分，分别得到 和

步骤四：对 滞后 个采样点数得到 对 滞后 个采样点数取反得到步骤五：将积分结果 和 和 相乘，得到有边峰的检测量，分别记为SL1和SL1C，L1C数据与导频分量相对L1C/A码信号相位正交；

2

步骤六：按照重构规则Sc＝|(|SL1|)·(SL1C+|SL1C|)|得到无模糊的检测量记为Sc；

步骤七：将检测量Sc与判决器设定的检测门限值比较大小，若检测量超过检测门限值，则认为信号被准确捕获；若检测量没有超过检测门限值，则认为信号没有被准确捕获，重复步骤一到步骤七。

2.根据权利要求1所述的一种GPS的L1C/A和L1C联合捕获方法，其特征在于，所述步骤二具体为：

将本地L1C/A码序列的每个码片等分成两部分，依次截取每个码片第一等份的信息，组成奇单元信号CL1_O，每个码片第二等份的信息组成偶单元信号CL1_E；

将本地L1C码序列的每个码片等分成两部分，依次截取每个码片第一等份的信息，组成奇单元信号CL1C_O，每个码片第二等份的信息组成偶单元信号CL1C_E。

3.根据权利要求1所述的一种GPS的L1C/A和L1C联合捕获方法，其特征在于，该方法还包括步骤八：当发现存在定位所需卫星信号，通过GNSS接收机继续正常接收卫星信号，得到导航电文，实现定位；如果没有发现所需要的卫星信号，则更换卫星，重复步骤一至步骤七。

4.根据权利要求1所述的一种GPS的L1C/A和L1C联合捕获方法，其特征在于，所述的获取离散时间的数字中频L1C/A+L1C信号方法为：接收卫星L1C/A+L1C信号；

所述L1C/A+L1C信号经过下变频生成中频信号；

所述中频信号经过模数转换成离散时间的数字中频L1C/A+L1C信号。

说明书

一种GPS的L1C/A和L1C联合捕获方法

技术领域

[0001] 本发明属于卫星导航定位技术领域,尤其涉及一种GPS的L1C/A和L1C联合捕获方法。

背景技术

[0002] 目前，Ll频段是唯一具有两个不同GPS(Global Positioning System，全球定位系统)民用信号的频段，即GPS用户可以在同一频率接收传统L1C/A信号和新型L1C信号。L1C/A
信号采用二进制相移键控(binary phase shift keying,BPSK)调制，L1C信号具有导频通
道和数据通道的双通道结构，其中数据通道采用BOC(1,1)调制，导频通道采用TMBOC(6,1,
4/33)调制。同频L1C/A和L1C信号所调制的导航电文信息是同步的，且L1C/A的码延迟和L1C
信号数据码、导频码的码延迟是相同的。GPS L1C/A和L1C信号的联合捕获，不仅充分利用信
号能量，以有限的接收机附加复杂度提高捕获灵敏度，而且可借助二进制偏移载波
((binary offset carrier, BOC)调制信号窄相关峰的优点，提高捕获精度。但由于L1C/A
信号的周期为1ms,L1C信号的周期为10ms，传统联合捕获得到的检测量存在9个次峰，易导
致误捕的问题。传统的联合捕获方案包括:一、三通道的联合捕获，本地L1C数据码、导频码
和L1C/A码分别与接收信号做相关，检测量取三个通道的平方和，充分利用了信号的能量，
但次峰抑制效果不明显，且硬件资源消耗较多；二、单通道的联合捕获，使用C/A码、L1C导频
与数据码的线性组合生成本地复合码，在单通道内实现捕获，节省了硬件资源，得到相关峰
的跨度为1码片，但该方法仍没有完全消除次峰；三、L1C的导频分量与L1C/A码信号的双通
道联合捕获，利用相干的方法，将本地导频码和C/A码分别与接收信号做相关，得到较尖锐
的检测峰，但该方法浪费了L1C 信号数据通道的能量，无法体现新型民用L1C信号双通道的
结构优势，且仍然有9个次峰，次峰与主峰的峰峰比达到50.96％。

发明内容

[0003] 鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种GPS的L1C/A和L1C联合捕获方法。

[0004] 为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种GPS的L1C/A和L1C联合捕获方法，该方法包以下步骤：

[0005] 步骤一：获取离散时间的数字中频L1C/A+L1C信号，分别采用正交解调的方法将数字中频L1C/A+L1C信号与本地载波混频，得到同相I和正交Q两路信号；

[0006] 步骤二：将本地L1C/A码序列拆分为奇单元信号cL1_O和偶单元信号cL1_E，将本地L1C序列拆分为奇单元信号cL1C_O和偶单元信号cL1C_E；

[0007] 步骤三：对载波剥离后的复信号I+jQ取模，然后与单元信号cL1_O和cL1C_O相乘，经积分，分别得到 和

[0008] 步骤四：对 滞后 个采样点数得到 对 滞后 个采样点数取反得到

[0009] 步骤五：将积分结果 和 和 相乘，得到有边峰的检测量记为SL1和 SL1C；

[0010] 步骤六：按照重构规则Sc＝|(|SL1|)·(SL1C+|SL1C|)|2得到无模糊的检测量记为Sc；

[0011] 步骤七：将检测值Sc与判决器设定的检测门限值比较大小，若检测值超过检测门限值，则认为信号被准确捕获；若检测值没有超过检测门限值，则认为信号没有被准确捕
获，重复步骤一到步骤七。

[0012] 优选地，将本地L1C/A码序列的每个码片等分成两部分，依次截取每个码片第一等份的信息，组成奇单元信号cL1_O，每个码片第二等份的信息组成偶单元信号cL1_E；

[0013] 将本地L1C码序列的每个码片等分成两部分，依次截取每个码片第一等份的信息，组成奇单元信号cL1C_O，每个码片第二等份的信息组成偶单元信号cL1C_E。

[0014] 优选地，该方法还包括步骤八：当发现存在定位所需卫星信号，通过GNSS接收机继续正常接收卫星信号，得到导航电文，实现定位；如果没有发现所需要的卫星信号，则更换
卫星，重复步骤一至步骤七。

[0015] 优选地，所述的获取离散时间的数字中频BOC信号方法为：

[0016] 接收卫星L1C/A+L1C信号

[0017] 所述L1C/A+L1C信号经过下变频生成中频信号；

[0018] 所述中频信号经过模数转换成离散时间的数字中频L1C/A+L1C信号。

[0019] 为实现上述目的及其他相关目的，本发明还提供一种GPS的L1C/A和L1C联合捕获装置，该装置包括：

[0020] 信号接收模块，用于获取离散时间的数字中频L1C/A+L1C信号，分别采用正交解调的方法将数字中频L1C/A+L1C信号与本地载波混频，得到同相I和正交Q两路信号；

[0021] 信号拆分模块，用于将本地L1C/A码序列拆分为奇单元信号cL1_O和偶单元信号cL1_E，还用于将本地L1C序列拆分为奇单元信号cL1C_O和偶单元信号cL1C_E；

[0022] 积分模块，用于对分别对载波剥离后的复信号I+jQ取模后与单元信号cL1_O和cL1C_O相乘的结果进行积分，得到 和

[0023] 变换模块，用于对 滞后 个采样点数得到 对 滞后 个采样点数取反得到

[0024] 检测量获取模块I，用于将积分结果 和 和 相乘，得到有边峰的检测量记为SL1和SL1C；

[0025] 检测量获取模块II，用于按照重构规则Sc＝|(|SL1|)·(SL1C+|SL1C|)|2得到无模糊的检测量记为 Sc；

[0026] 比较模块，用于将检测值Sc与判决器设定的检测门限值比较大小，若检测值超过检测门限值，则认为信号被准确捕获；若检测值没有超过检测门限值，则认为信号没有被准
确捕获。

[0027] 优选地，该捕获装置还包括定位模块，用于当发现存在定位所需卫星信号，通过GNSS 接收机继续正常接收卫星信号，得到导航电文，实现定位。

[0028] 优选地，所述信号接收模块包括：

[0029] 接收单元，用于接收卫星L1C/A+L1C信号；

[0030] 下变频单元，将所述L1C/A+L1C信号进行中变频生成中频信号；

[0031] 模数转换单元，将所述中频信号转换成离散时间的数字中频L1C/A+L1C信号；

[0032] 混频单元，采用正交解调的方法将数字中频BOC信号与本地载波混频，得到同相I和正交Q两路信号。

[0033] 如上所述，本发明的一种GPS的L1C/A和L1C联合捕获方法，具有以下有益效果：

[0034] (1)在捕获方式上，本发明采用并行码相位的捕获方式，对频率一维的搜索能一次性完成，而且大大减少了搜索次数。

[0035] (2)在算法上，基于拆分再构的思想，将本地PRN和BOC信号拆分成奇偶单元两路信号，对一路信号与接收信号的单元相关函数进行滞后取反，再两相关函数相乘，进行取模后
与取模前的函数相加，最后两路相关函数相乘取模的平方，得到最终检测量，几乎消除边锋
对捕获的影响。

[0036] (3)保留了其窄相关主峰优点，最终相关函数的主峰跨度减小到半个码片宽度。同时，完全消除多峰性，提高捕获灵敏度，能完全消除L1C/A码信号引起的9个次峰，这样避免
了多峰性在捕获过程中引起的误捕和漏捕问题，从而提高GPS信号捕获精度和减少搜索时
间。

[0037] (4)提出的基于相关移位的GPS L1C/A和L1C联合捕获算法有效解决了捕获模糊性问题。载噪比27dBHz的环境下，单通道、双通道和三通道联合捕获方法均存在9个次峰，峰峰
比分别为27.06％、50.96％、40.78％，这是因为L1C/A码的周期是1ms，根据伪随机码的强自
相关性，10ms的相干积分将带来9个次峰。双通道和三通道联捕方案均取各通道检测量的平
方和，没有达到很好的抑制次峰的效果。相关移位法取两通道检测量乘积的平方，不仅充分
叠加主峰的能量，并且完全地消除次峰，大大降低误捕的概率。

附图说明

[0038] 为了进一步阐述本发明所描述的内容，下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明。应当理解，这些附图仅作为典型示例，而不应看作是对本发明的范围的
限定。

[0039] 图1是本发明实施提供的GPS L1C/A与L1C信号联合捕获方法的流程图；

[0040] 图2是L1C/A相关函数移位过程示意图；

[0041] 图3是L1C相关函数移位过程示意图；

[0042] 图4是 L1C重组相关函数的产生过程示意图；

[0043] 图5是L1C/A码重组相关函数的产生过程示意图；

[0044] 图6是检测概率随载噪比变化曲线图；

[0045] 图7是相关移位法的联捕结果示意图；

[0046] 图8是本发明实施提供的GPS的L1C/A与L1C信号联合捕获方法的二维结果图；

[0047] 图9是单通道联合捕获的二维结果图；

[0048] 图10是双通道联合捕获的二维结果图；

[0049] 图11是三通道联合捕获的二维结果图；

[0050] 图12是本发明实施提供的GPS的L1C/A与L1C信号联合捕获方法的相关峰跨度示意图；

[0051] 图13是单通道联合捕获的相关峰跨度示意图；

[0052] 图14是双通道联合捕获的相关峰跨度示意图；

[0053] 图15是三通道联合捕获的相关峰跨度示意图。

具体实施方式

[0054] 以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实
施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离
本发明的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施
例中的特征可以相互组合。

[0055] 需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸
绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也
可能更为复杂。

[0056] 本发明实施例提供的一种GPS的L1C/A与L1C信号联合捕获方法是基于相关移位的 GPSL1C/A与L1C信号联合捕获算法，具体思想是利用拆分重组的思想，分别将本地产生的 
L1C/A码序列和L1C序列分别拆分为奇单元信号和偶单元信号，对单元信号与接收复合信号
的单元相关函数进行重组，再将两个重组相关函数相乘，取包络平方检测。具体包括以下步
骤：

[0057] 步骤一：接收卫星L1C/A+L1C信号经过下变频模块下变频成中频信号，然后经过模数(A/D) 转换器将中频信号转变成离散时间的数字中频L1C/A+L1C信号，记为S(t)，分别采
用正交解调的方法与本地载波混频，得到同相I和正交Q两路信号。由于L1C信号的载波相位
与L1P(Y) 军用信号相同，因此L1C数据与导频分量相对L1C/A码信号相位正交，L1 C/A和
L1C复合信号的数学模型如下：

[0058]

[0059] 式中，C为复合信号的总功率，功率分配参数α＝0.4391,β＝0.1464,γ＝0.4145；dP(t)为 L1C导频通道的次级码；dD(t)和dC/A(t)分别为L1C与L1C/A的导航电文；cP(t)、cD
(t)和cC/A(t) 分别为导频码、数据码和L1C/A码序列；gP(t)和gD(t)为L1C导频和数据分量的
副载波；τ和 fd是接收信号的码延迟和多普勒频率；fIF为信号的中频；θ是载波相位常量。

[0060] 输入信号经过与本地载波混频，得到同相I和正交Q两路信号如下所示：

[0061] I(t)＝S(t)sin[2π(fIF+fD)t]+n(t)

[0062] Q(t)＝S(t)cos[2π(fIF+fD)t]+n(t)。

[0063] 步骤二：同时本地PRN序列调制副载波得到本地BOC信号，将本地PRN和本地BOC信号的每个码片分为2等份，依次截取每一个伪随机码片相同等份的码片信息，可以拆分为
奇、偶两个单元信号，记为cL1_O与，cL1_EcL1C_O与cL1C_E。

[0064] L1C/A序列码的数学模型可表示为：

[0065] 导频码的数学模型可表示为：

[0066] 数据码的数学模型可表示为：

[0067] 式中，Tc是一个扩频码片周期； 是周期为Tc的矩形脉冲； 是第i个码片的符号，

[0068] L1C数据通道采用BOC(1,1)调制，导频通道采用TMBOC(6,1,4/33)调制，BOC(1,1)和BOC(6,1)的子载波数学模型可表示为

[0069]

[0070]

[0071] 为一个BOC(1,1)子载波的矩形脉冲，Tg(1,1)为矩形脉冲的周期，Tg(1,1)＝Tc/2，为第j个脉冲的符号， 为一个BOC(6,1)子载波矩形脉冲，Tg(6,1)为矩形
脉冲的周期，Tg(6,1)＝Tc/12， 为第j个脉冲的符号，

[0072] 利用上述数学模型，产生本地L1C序列：

[0073] cL1C(t)＝cL1CD(t)+cL1CP(t)

[0074]

[0075]

[0076] 式中，cL1CD为经BOC(1,1)调制的数据码，cL1CP为经TMBOC(6,1,4/33)调制的导频码。

[0077] 以BOC(1,1)子载波脉冲长度为基准，将本地L1C/A码序列的每个码片等分成两部分，依次截取每个码片第一等份的信息，组成奇单元信号cL1_O(t)，每个码片第二等份的信
息组成偶单元信号cL1_E(t)：

[0078]

[0079]

[0080] 同样，将本地L1C序列拆分为奇、偶两个单元信号：

[0081] cL1C_O(t)＝cP_O(t)+cD_O(t)

[0082] cL1C_E(t)＝cP_E(t)+cD_E(t)

[0083] cD_O(t)和cD_E(t)为本地数据分量拆分得到的奇、偶两部分，cP_O(t)和cP_E(t)为本地导频分量拆分得到：

[0084]

[0085]

[0086]

[0087]

[0088] 步骤三：对载波剥离后的复信号I+jQ取模，与本地PRN和BOC信号拆分得到的单元信号cL1_O和cL1C_O相乘，经积分，分别得到 和

[0089] 输入信号经过与本地载波混频，与本地L1和L1C拆分得到的奇、偶单元信号相乘，经积分处理后输出：

[0090]

[0091]

[0092]

[0093]

[0094] 式中，Ts表示相干积分时间，RL1_O、RL1_E、RD_O、RD_E、RP_O和RP_E为本地单元信号与接收信号的单元相关函数；Δτ为码相位偏差；Δfd为多普勒残差；Δθ为载波相位误差； NL1_O、
2
NL1_E、NL1C_O、NL1C_E为服从均值为0，方差为σ的高斯噪声。积分处理后的结果可简化为：

[0095]

[0096]

[0097]

[0098]

[0099] SL1_O、SL1_E、SL1C_O、SL1C_E分别为 中的信号部分。

[0100] 步骤四：对 滞后 个采样点数得到 对 滞后个采样点数取反得到

[0101] 步骤五：将积分结果 和 和 相乘，得到有边峰的检测量记为SL1和 SL1C。

[0102] SL1＝[SL1_O(Δτ,Δfd)+NL1_O]×[SL1_E(Δτ,Δfd)+NL1_E]

[0103] ＝SL1_O(Δτ,ΔfD)×SL1_E(Δτ,ΔfD)+

[0104] SL1_E(Δτ,ΔfD)×NL1_O+

[0105] SL1_O(Δτ,ΔfD)×NL1_E+

[0106] NL1_E×NL1_O

[0107] SL1C＝[SL1C_O(Δτ,Δfd)+NL1C_O]×[SL1C_E(Δτ,Δfd)+NL1C_E]

[0108] ＝SL1C_O(Δτ,ΔfD)×SL1C_E(Δτ,ΔfD)+

[0109] SL1C_E(Δτ,ΔfD)×NL1C_O+

[0110] SL1C_O(Δτ,ΔfD)×NL1C_E+

[0111] NL1C_E×NL1C_O

[0112] 步骤六：按照重构规则Sc＝|(|SL1|)·(SL1C+|SL1C|)|2得到无模糊的检测量记为Sc。

[0113] 步骤七：将检测值Sc与判决器设定的检测门限值比较大小，若检测值超过检测门限值，则认为信号被准确捕获，得出定位所需要的卫星信号是否存在于接收中频输入信号
中的结论。若检测值没有超过检测门限值，则认为信号没有被准确捕获，重复步骤一至步骤
六。

[0114] 步骤八：当发现存在定位所需卫星信号，通过GNSS接收机继续正常接收卫星信号，得到导航电文，实现定位；如果没有发现所需要的卫星信号，则更换卫星，重复步骤一至步
骤七。

[0115] 设置码延迟600，码相位偏差为0，基于matlab仿真相关移位法，L1C/A和L1C奇单元相关函数移位图如图2和图3所示。产生重组相关函数RL1和RL1C的过程如图4和图5所示。

[0116] 图6为本发明提供的GPSL1C/A与L1C信号联合捕获方法与传统算法的检测概率随‑3
载噪比变化曲线。假设相干积分时间为10ms，虚警概率Pfa＝10 ，单元相关法的联合捕获、
单通道联合捕获、单L1C和单L1C/A码信号捕获的检测概率随载噪比变化如。在载噪比为
27dBHz 的环境下，单L1C和单L1C/A信号捕获的检测概率均小于10％，而两种联合捕获方法
的检测概率均高于90％，远远优于单个信号的捕获。若以90％的检测概率为标准，单元相关
法的联合捕获能检测到载噪比约为25dBHz的信号，单通道联合捕获能检测到载噪比约为
27dBHz的信号，捕获灵敏度约提高2dBHz。

[0117] 图7为本发明实施例一提供的基于相关移位的GPSL1C/A与L1C信号联合捕获方法的联合捕获结果。基于Matlab平台仿真实现基于相关移位的GPSL1C/A和L1C信号联合捕获
算法，设置输入复合信号的中频为4.092MHz，相干积分时间为10ms，采样率取10.23MHz，多
普勒搜索范围为[‑5KHz,5KHz]，接收信号多普勒为2000Hz，码偏移为600采样点，多普勒步
进为500Hz，载噪比为27dBHz时的捕获结果如图7所示。捕获得到检测峰所在的码相位为第
601 个采样点，多普勒为第15个频点，即2000Hz，与输入信号的预设值相同。

[0118] 图8至图11分别为载噪比27dBHz的环境下，本发明实施例一提供的基于相关移位的GPS L1C/A与L1C信号联合捕获方法、单通道联合捕获、双通道联合捕获和三通道联合捕
获联合捕获的二维结果图。从码相位一维的捕获结果可以看出，后三种联合捕获方法均存
在9个次峰，峰峰比分别为27.06％、50.96％、40.78％，这是因为L1C/A码的周期是1ms，根据
伪随机码的强自相关性，10ms的相干积分将带来9个次峰。双通道和三通道联捕方案均取各
通道检测量的平方和，没有达到很好的抑制次峰的效果。本发明实施例一提供的基于相关
移位的GPS L1C/A与L1C信号联合捕获方法，取两通道检测量乘积的平方，不仅充分叠加主
峰的能量，并且完全地消除次峰，大大降低误捕的概率。

[0119] 图12至图15为载噪比27dBHz的环境下，本发明实施例一提供的基于相关移位的GPS L1C/A与L1C信号联合捕获方法、单通道联合捕获、双通道联合捕获和三通道联合捕获
的相关峰跨度对比图。仿真结果表明，若取最大相关值作为门限，四种方法捕获的码相位均
为第 601采样点，与输入信号的预设参数一致。但双通道和三通道联合捕获的相关峰跨度
均约为2 个码片，没有体现BOC调制信号可高精度捕获的优点，相关移位法的相关峰跨度约
为0.5码片，较单通道、双通道和三通道联合捕获的跨度分别减小约0.5码片、1.5码片、1.5
码片，大大提高捕获精度。

[0120] 本发明还提供一种GPS L1C/A与L1C信号联合捕获装置，该捕获装置包括：信号接收模块、信号拆分模块、积分模块、变换模块、检测量获取模块I、检测量获取模块II、比较模
块和定位模块。

[0121] 信号接收模块，用于获取离散时间的数字中频L1C/A+L1C信号，分别采用正交解调的方法将数字中频L1C/A+L1C信号与本地载波混频，得到同相I和正交Q两路信号。

[0122] 具体地，接收卫星L1C/A+L1C信号经过下变频模块下变频成中频信号，然后经过模数(A/D) 转换器将中频信号转变成离散时间的数字中频L1C/A+L1C信号，记为S(t)，分别采
用正交解调的方法与本地载波混频，得到同相I和正交Q两路信号。由于L1C信号的载波相位
与L1P(Y) 军用信号相同，因此L1C数据与导频分量相对L1C/A码信号相位正交，L1 C/A和
L1C复合信号的数学模型如下：

[0123]

[0124] 式中，C为复合信号的总功率，功率分配参数α＝0.4391,β＝0.1464,γ＝0.4145；dP(t)为 L1C导频通道的次级码；dD(t)和dC/A(t)分别为L1C与L1C/A的导航电文；cP(t)、cD
(t)和cC/A(t) 分别为导频码、数据码和L1C/A码序列；gP(t)和gD(t)为L1C导频和数据分量的
副载波；τ和 fd是接收信号的码延迟和多普勒频率；fIF为信号的中频；θ是载波相位常量。

[0125] 输入信号经过与本地载波混频，得到同相I和正交Q两路信号如下所示：

[0126] I(t)＝S(t)sin[2π(fIF+fD)t]+n(t)

[0127] Q(t)＝S(t)cos[2π(fIF+fD)t]+n(t)。

[0128] 信号拆分模块，用于将本地L1C/A码序列拆分为奇单元信号cL1_O和偶单元信号cL1_E，信号拆分模块还用于将本地L1C序列拆分为奇单元信号cL1C_O和偶单元信号cL1C_E。

[0129] 具体地，同时本地PRN序列调制副载波得到本地BOC信号，将本地PRN和本地BOC信号的每个码片分为2等份，依次截取每一个伪随机码片相同等份的码片信息，可以拆分为
奇、偶两个单元信号，记为cL1_O与cL1_E,cL1C_O与cL1C_E。

[0130] L1C/A序列码的数学模型可表示为：

[0131] 导频码的数学模型可表示为：

[0132] 数据码的数学模型可表示为：

[0133] 式中，Tc是一个扩频码片周期； 是周期为Tc的矩形脉冲； 是第i个码片的符号，

[0134] L1C数据通道采用BOC(1,1)调制，导频通道采用TMBOC(6,1,4/33)调制，BOC(1,1)和 BOC(6,1)的子载波数学模型可表示为

[0135]

[0136]

[0137] 为一个BOC(1,1)子载波的矩形脉冲，Tg(1,1)为矩形脉冲的周期，Tg(1,1)＝Tc/2，为第j个脉冲的符号， 为一个BOC(6,1)子载波矩形脉冲，Tg(6,1)为矩形
脉冲的周期，Tg(6,1)＝Tc/12， 为第j个脉冲的符号，

[0138] 利用上述数学模型，产生本地L1C序列：

[0139] cL1C(t)＝cL1CD(t)+cL1CP(t)

[0140]

[0141]

[0142] 式中，cL1CD为经BOC(1,1)调制的数据码，cL1CP为经TMBOC(6,1,4/33)调制的导频码。

[0143] 以BOC(1,1)子载波脉冲长度为基准，将本地L1C/A码序列的每个码片等分成两部分，依次截取每个码片第一等份的信息，组成奇单元信号cL1_O(t)，每个码片第二等份的信
息组成偶单元信号cL1_E(t)：

[0144]

[0145]

[0146] 同样，将本地L1C序列拆分为奇、偶两个单元信号：

[0147] cL1C_O(t)＝cP_O(t)+cD_O(t)

[0148] cL1C_E(t)＝cP_E(t)+cD_E(t)

[0149] cD_O(t)和cD_E(t)为本地数据分量拆分得到的奇、偶两部分，cP_O(t)和cP_E(t)为本地导频分量拆分得到：

[0150]

[0151]

[0152]

[0153]

[0154] 积分模块，用于对分别对载波剥离后的复信号I+jQ取模后与单元信号cL1_O和cL1C_O相乘的结果进行积分，得到 和

[0155] 具体地，输入信号经过与本地载波混频，与本地L1和L1C拆分得到的奇、偶单元信号相乘，经积分处理后输出：

[0156]

[0157]

[0158]

[0159]

[0160] 式中，Ts表示相干积分时间，RL1_O、RL1_E、RD_O、RD_E、RP_O和RP_E为本地单元信号与接收信号的单元相关函数；Δτ为码相位偏差；Δfd为多普勒残差；Δθ为载波相位误差； NL1_O、
2
NL1_E、NL1C_O、NL1C_E为服从均值为0，方差为σ的高斯噪声。积分处理后的结果可简化为：

[0161]

[0162]

[0163]

[0164]

[0165] SL1_O、SL1_E、SL1C_O、SL1C_E分别为 中的信号部分。

[0166] 变换模块，用于对 滞后 个采样点数得到 对滞后 个采样点数取反得到

[0167] 检测量获取模块I，用于将积分结果 和 和 相乘，得到有边峰的检测量记为SL1和SL1C。具体地，将积分结果 和 和 相乘，得
到有边峰的检测量记为SL1和SL1C。

[0168] SL1＝[SL1_O(Δτ,Δfd)+NL1_O]×[SL1_E(Δτ,Δfd)+NL1_E]

[0169] ＝SL1_O(Δτ,ΔfD)×SL1_E(Δτ,ΔfD)+

[0170] SL1_E(Δτ,ΔfD)×NL1_O+

[0171] SL1_O(Δτ,ΔfD)×NL1_E+

[0172] NL1_E×NL1_O

[0173] SL1C＝[SL1C_O(Δτ,Δfd)+NL1C_O]×[SL1C_E(Δτ,Δfd)+NL1C_E]

[0174] ＝SL1C_O(Δτ,ΔfD)×SL1C_E(Δτ,ΔfD)+

[0175] SL1C_E(Δτ,ΔfD)×NL1C_O+

[0176] SL1C_O(Δτ,ΔfD)×NL1C_E+

[0177] NL1C_E×NL1C_O

[0178] 检测量获取模块II，用于按照重构规则Sc＝|(|SL1|)·(SL1C+|SL1C|)|2得到无模糊的检测量记为 Sc。

[0179] 比较模块，用于将检测值Sc与判决器设定的检测门限值比较大小，若检测值超过检测门限值，则认为信号被准确捕获；若检测值没有超过检测门限值，则认为信号没有被准
确捕获。

[0180] 定位模块，用于当发现存在定位所需卫星信号，通过GNSS接收机继续正常接收卫星信号，得到导航电文，实现定位。

[0181] 上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因
此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完
成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。