一种MHD角速度传感器稳定调制磁场的驱动装置

摘要

本发明公开了一种MHD角速度传感器稳定调制磁场的驱动装置，包括精密振荡器、增益可控放大器、功率放大器、螺线管、探测线圈、交流‑直流转换电路和差动积分器；通过该驱动装置可以对传感器进行磁场调制，然后对传感器输出的已调信号进行解调，可以有效降低运放1/f噪声以及低频段其它噪声的干扰，提高传感器的输出信噪比，最终降低传感器的角位置噪声。可以有效地解决调制磁场幅值易受外界环境的影响而造成的不稳定问题，从而提高传感器的标度因数的稳定性。

权利要求

1.一种MHD角速度传感器稳定调制磁场的驱动装置，其特征在于，包括精密振荡器、增益可控放大器、功率放大器、螺线管、探测线圈、交流-直流转换电路和差动积分器；所述精密振荡器生成高频正弦波载波信号并作为输入信号传输至所述增益可控放大器的输入端；

增益可控放大器根据偏置电压的不同，动态调节电路的增益，以保证磁场幅值的稳定，增益可控放大器的输出端连接至所述功率放大器的输入端；功率放大器的输出端驱动所述螺线管，功率放大器用以提高电路的输出电流能力，驱动螺线管生成高频交变磁场；所述探测线圈绕制于螺线管的中心，当螺线管生成的磁场发生变化时，与探测线圈发生互感，在探测线圈两端产生感应电动势，因此交变磁场以感应电动势的形式反馈至所述交流-直流转换电路的输入端；交流-直流转换电路首先将交流信号进行全波精密整流，后将整流后的信号低通滤波得到直流电压信号，该直流电压信号输出至所述差动积分器的输入端；差动积分器的输出端连接至增益可控放大器的控制端，差动积分器将整流滤波后的直流电压信号与参考电压信号的差值进行积分，积分输出作为增益可控放大器的偏置电压输入，根据差动积分器的输出结果以动态调节增益可控放大器的增益。

说明书

一种MHD角速度传感器稳定调制磁场的驱动装置

技术领域

[0001] 本发明涉及信号调制解调技术领域，具体涉及一种MHD角速度传感器稳定调制磁场的驱动装置，可用于MHD角速度传感器中驱动螺线管生成稳定调制磁场。

背景技术

[0002] 以高分辨率对地观测遥感卫星为代表的现代高精度航天器，对航天器姿态角控制的精度和稳定性提出了极高要求。航天器由于受空间环境影响，易产生低幅值、宽频带特点的空间结构微角振动，此种微角振动限制了航天器的姿态稳定度和空间分辨率。基于磁流体动力学(Magnetohydrodynamic,MHD)原理的角速度传感器具备低噪声、宽频带、长寿命等特点，是一种测量空间结构高频微角振动的新型传感器。

[0003] MHD角速度传感器通常由敏感元件和预处理电路组成，传感器能够敏感的微角振动信号幅值范围为sub-μrad至几百μrad，此时敏感元件输出的模拟电压达到nV量级。噪声水平是MHD角速度传感器的重要性能指标，降低其角位置噪声指标是传感器设计的重要目标之一。当传感器的输出信号经过预处理电路放大时，会受到运放的1/f噪声以及其它低频段噪声的干扰，从而使输出信号淹没在噪声中。

[0004] 调制技术通过赋予测量信号一个特定的载波频率，只让以载波频率为中心的一个很窄的频带内信号通过，可以有效抑制噪声，从而提高传感器的输出信噪比，降低其角位置噪声。Darren R.Laughlin等人在美国专利5665912中提出了一种针对MHD角速度传感器自身调制的方法，根据传感器的结构，把外界磁场作为载波信号，对角速度信号调制。然而该专利中缺少对调制磁场的驱动装置的设计和分析。

[0005] 当利用螺线管生成调制磁场时，由于螺线管的线圈受热变形、通入螺线管的电流随温度变化而改变以及外界杂散的磁干扰都会导致调制磁场的幅值发生改变，从而使传感器的标度因数的稳定性变差。

发明内容

[0006] 本发明的目的是为了克服现有技术中的不足，提供一种MHD角速度传感器稳定调制磁场的驱动装置，该驱动装置通过引入磁场幅值的负反馈控制，可以提高调制磁场的稳定性。

[0007] 本发明的目的是通过以下技术方案实现的：

[0008] 一种MHD角速度传感器稳定调制磁场的驱动装置，包括精密振荡器、增益可控放大器、功率放大器、螺线管、探测线圈、交流-直流转换电路和差动积分器；所述密振荡器生成高频正弦波载波信号并作为输入信号传输至所述增益可控放大器的输入端；增益可控放大器根据偏置电压的不同，动态调节电路的增益，以保证磁场幅值的稳定，增益可控放大器的输出端连接至所述功率放大电路的输入端；功率放大器的输出端驱动所述螺线管，功率放大器用以提高电路的输出电流能力，驱动螺线管生成高频交变磁场；所述探测线圈绕制于螺线管的中心，当螺线管生成的磁场发生变化时，与探测线圈发生互感，在探测线圈两端产生感应电动势，因此交变磁场以感应电动势的形式反馈至所述交流-直流转换电路的输入端；交流-直流转换电路首先将交流信号进行全波精密整流，后将整流后的信号低通滤波得到直流电压信号，该直流电压信号输出至所述差动积分器的输入端；差动积分器的输出端连接至增益可控放大器的控制端，差动积分器将整流滤波后的直流电压信号与参考电压信号的差值进行积分，积分输出作为增益可控放大器的偏置电压输入，根据差动积分器的输出结果以动态调节增益可控放大器的增益。

[0009] 与现有技术相比，本发明的技术方案所带来的有益效果是：

[0010] 1)本发明驱动装置中通过引入磁场幅值的闭环反馈控制，可以有效地解决调制磁场幅值易受外界环境的影响而造成的不稳定问题，从而提高传感器的标度因数的稳定性。

[0011] 2)通过使用本发明提出的传感器调制磁场的驱动装置，可以对传感器进行磁场调制，然后对传感器输出的已调信号进行解调，可以有效降低运放1/f噪声以及低频段其它噪声的干扰，提高传感器的输出信噪比，最终降低传感器的角位置噪声。

附图说明

[0012] 图1为本发明驱动装置的结构示意图。

[0013] 图2为具体实施例中精密振荡器电路图。

[0014] 图3为具体实施例中增益可控放大器电路图。

[0015] 图4为具体实施例中功率放大电路图。

[0016] 图5为具体实施例中交流-直流转换电路图。

[0017] 图6为具体实施例中差动积分器电路图。

具体实施方式

[0018] 下面结合附图对本发明作进一步的描述。

[0019] 如图1至图6所示，一种MHD角速度传感器稳定调制磁场的驱动装置，包括精密振荡器、增益可控放大器、功率放大器、螺线管、探测线圈、交流-直流转换电路和差动积分器，各个模块的连接关系为依次连接，即：精密振荡器的输出端连接到增益可控放大器的输入端，增益可控放大器的输出端连接到功率放大电路的输入端，功率放大器的输出端驱动螺线管；探测线圈的输出作为交流-直流转换电路的输入端，交流-直流转换电路的输出端连接到差动积分器的输入端，差动积分器的输出端连接到增益可控放大器的控制端。精密振荡器的作用是生成高频正弦波载波信号，作为输入信号，本实施例中采用状态变量型振荡器，此类型振荡器具有振幅频率稳定度高，不易受外界温度影响，而且谐波失真度小等优点。增益可控放大器，是通过调节偏置电压的大小，改变放大器的增益。本发明中采取双极型跨导放大器，根据偏置电压的不同，动态调节电路的增益，从而保证磁场幅值的稳定。功率放大器作用是提高电路的输出电流能力，从而驱动螺线管生成高频交变磁场。探测线圈是绕制在螺线管的中心，当螺线管生成的磁场发生变化时，会与探测线圈发生互感，在探测线圈两端产生感应电动势，所以交变磁场以感应电动势的形式反馈到输入端。交流-直流转换电路本实施例中采用的是均值检波电路，首先将交流信号进行全波精密整流，然后将整流后的信号低通滤波即可得到直流电压信号，该信号作为差动积分器的输入端。差动积分器，是将整流滤波后的直流电压信号与参考输入端的信号的差值进行积分，积分输出作为增益可控放大器的偏置电压输入，根据差动积分器的输出结果可以动态调节增益可控放大器的增益。

[0020] 图1所示的调制磁场驱动装置中，当系统稳定时，探测线圈上的交流电压经过整流滤波后得到的直流电压与差动积分器的参考输入电压相等，差动积分器的输出稳定在一个固定值不变，增益可控放大器维持在一个固定增益值，螺线管生成的磁场稳定。当螺线管生成的调制磁场由于外界干扰而发生变化时，探测线圈两端的感应电动势也随之改变，整流滤波后的直流电压与差动积分器的参考输入电压不再相等，差动积分器对二者的差值进行积分，动态调节增益可控放大器的增益，直到探测线圈两端的电压再次与差动积分器的给定输入相等时，系统再次达到稳定状态。

[0021] 图2所示的精密振荡器采用的是状态变量型振荡器结构，图中的运放A1、A2和A3构成两个积分器和加减运算电路，作为状态变量型滤波器，根据不同组合可以得到低通滤波器(LPF),高通滤波器(HPF)和带通滤波器(BPF)等特性。在振荡电路中，选取的是其带通滤波器特性，作为振荡电路的选频元件。由运放A4和JFET管Q1构成自动稳幅电路，稳定生成的正弦波的幅值。该振荡器输出的正弦波频率为:

[0022]

[0023] 振荡器输出的正弦波的幅值由D2二极管支路的参考电流决定，可以通过调节电位器R9的阻值来改变支路电流，从而调节正弦波幅值大小。

[0024] 图3所示的增益可控放大器主要由跨导放大器构成，本发明中采用的是芯片LM13700双极型(OTA)跨导放大器，是一种电压输入，电流输出类型的放大器。跨导放大器的增益正比于放大器内部的驱动管的跨导值Gm，而跨导值Gm正比于放大器的偏置电流，通过改变偏置电流可以调节其增益，图3中的偏置电流IB由偏置电压Vb和电阻R20决定，则电路的输出电流为：

[0025] Io＝Gm(V+-V_)＝hIB(V+-V_)   (2)

[0026] 其中h为跨导增益因子，V+和V_分别为跨导放大器的正负极输入端电压，输出电流通过负载电阻R21转化为输出电压，由于该增益可控放大器为同相放大电路，所以运放的输出电压如式3所示，其中RL为负载电阻，在图3中即为电阻R21。

[0027]

[0028] 图4所示的功率放大电路，本发明中采用的是OPA548功率放大器芯片，其输出电流最大可达3A，直接驱动螺线管，生成交变磁场。该功率放大电路为反相放大电路，其增益为：

[0029]

[0030] 图5所示的交流-直流转换电路中，采用均值检波电路方式，当电路中去掉电容C5时，为精密全波整流电路,此时电路的输出电压为：

[0031]

[0032] 其中电压V1是半波整流的输出，当电路中加入电容C5时，电容C5和R30构成低通滤波器，对整流后的信号进行滤波处理，最终输出的直流电压Vavg幅值是交流信号的均值，其关系如式6所示，其中Vrms为交流信号的有效值。

[0033]

[0034] 图6所示的差动积分电路，首先，将整流滤波后的直流电压与参考输入做差，然后将该差值进行积分，其中参考输入电压大小直接决定了螺线管输出的磁场强度，参考电压Vref是由VDD负电源与R35电位器共同作用得到的，其值为负值。通过调节电位器R35的阻值，可以改变参考电压值。差动积分器的输出电压如下式所示，其中R31＝R34＝R。

[0035]

[0036] 本发明并不限于上文描述的实施方式。以上对具体实施方式的描述旨在描述和说明本发明的技术方案，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，并不是限制性的。在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，本领域的普通技术人员在本发明的启示下还可做出很多形式的具体变换，这些均属于本发明的保护范围之内。