一种吸收相位差检测方法及系统

摘要

本发明提供一种吸收相位差检测方法及系统，其中方法包括如下步骤，发射端发射不同相位的两种信号，接收端在接收到信号后进行采样，将接受到的电信号转化为数字信号，存储到数据缓冲区中，当存储区中的存储数据达到预设数量以上的时候，从数据缓冲区中对第一数字信号序列进行相位计算。解决多探测信号经过不同地质环境介质后的相位计算问题。

权利要求

1.一种吸收相位差检测方法，其特征在于，包括如下步骤，发射端发射不同相位的两种信号，接收端在接收到信号后进行采样，将接受到的电信号转化为数字信号，存储到数据缓冲区中，当存储区中的存储数据达到预设数量以上的时候，从数据缓冲区中对第一数字信号序列进行相位计算，对第二数字序列进行相位计算，所述第一数字信号序列与第二信号序列的长度相等，序列的首项相邻，比较第一数字信号序列与第二数字信号序列的相位计算结果，如果相同则进行步骤，将第一数字信号序列的首项后移两个数据，将第二数字信号序列的首项后移两个数据，两组序列长度不变，并重新计算相位并比较结果，直至第一数字信号序列与第二数字信号序列相位计算结果不同，当第一数字信号序列与第二数字信号序列相位计算结果不同时，进行步骤，以此时第一数字信号序列的相位计算结果为第一相位值，以此时第二数字信号序列的末项为起始点，取整数周期长度的数据缓冲区信号进行DPSD计算，得到第二相位值，第一相位值或第二相位值与发射端发射的两种信号的相位对应相减，最终得到吸收相位值。

2.一种吸收相位差检测系统，其特征在于，包括发射端、接收端，

所述系统用于使能发射端发射不同相位的两种信号，接收端在接收到信号后进行采样，将接受到的电信号转化为数字信号，存储到数据缓冲区中，当存储区中的存储数据达到预设数量以上的时候，从数据缓冲区中对第一数字信号序列进行相位计算，对第二数字序列进行相位计算，所述第一数字信号序列与第二信号序列的长度相等，序列的首项相邻，比较第一数字信号序列与第二数字信号序列的相位计算结果，如果相同则进行步骤，将第一数字信号序列的首项后移两个数据，将第二数字信号序列的首项后移两个数据，两组序列长度不变，并重新计算相位并比较结果，直至第一数字信号序列与第二数字信号序列相位计算结果不同，还用于当第一数字信号序列与第二数字信号序列相位计算结果不同时，进行步骤，以此时第一数字信号序列的相位计算结果为第一相位值，以此时第二数字信号序列的末项为起始点，取整数周期长度的数据缓冲区信号进行DPSD计算，得到第二相位值，第一相位值或第二相位值与发射端发射的两种信号的相位对应相减，最终得到吸收相位值。

说明书

一种吸收相位差检测方法及系统

技术领域

[0001] 本发明涉及矿用地质探测仪器领域，尤其涉及一种能够测量通过介质后的相位变化量的方法系统。

背景技术

[0002] 坑道无线电波透视法(又称坑透法)是利用探测目标与周围介质之间的电性差异来研究确定目标体位置形态，大小及物性参数的一种物探方法。当辐射场电磁波由巷道的一侧发射机发出特定频率电磁波，电磁波遇到电性不同的目标体时就发生波的反射、折射、透射和边缘绕射，以及对波的吸收等现象，造成磁场强度的变化不均，从而改变了场的分布，接收机通过接收天线来测得场的强度大小，通过相关的算法从而得到场的分布情况，根据场的分布和相关的地质资料，来反演推测各种地质异常体如断层、陷落柱、褶曲、煤层厚度变化及煤岩层的破碎等。为了结果的精细度，需要电磁波近视直线透射，少绕射因此频率需要中频段的。由于无线电波需要穿透几百米的煤层厚度，再加煤层内可能有积水、断层、陷落柱、破碎等情况，因此50KHZ～2MHZ左右的比较适合进行穿透，这个频段的频率的发射和接收，普通的高频天线是无法使用，因此目前市面上主要通过RLC谐振电路来实现信号的发射和接收。

[0003] 目前市面上的无线电坑道透视仪，在矿井井下施工过程中，发射机发射信号都是以固定频率、固定功率、固定的相位在发射信号，信号穿透工作面过程中，信号的幅值和相位会发生变化，接收机接收时只能提取信号的幅值这一个信息，而且在施工过程中巷道有些地方有锚网等金属，使得无线电波的信号被屏蔽，造成信号的衰减，而现有技术无法测量出透过介质以后的发射与接收的相位差，需要通过一种精巧的方法计算不同介质的相位吸收的差别。

发明内容

[0004] 本发明要解决的技术问题，在于提供一种新型的矿用坑道探测相位计算方法，解决多探测信号经过不同地质环境介质后的相位计算问题。

[0005] 本发明是这样实现的：一种吸收相位差检测方法，包括如下步骤，发射端发射不同相位的两种信号，接收端在接收到信号后进行采样，将接受到的电信号转化为数字信号，存储到数据缓冲区中，当存储区中的存储数据达到预设数量以上的时候，从数据缓冲区中对第一数字信号序列进行相位计算，对第二数字序列进行相位计算，所述第一数字信号序列与第二信号序列的长度相等，序列的首项相邻，比较第一数字信号序列与第二数字信号序列的相位计算结果，如果相同则进行步骤，将第一数字信号序列的首项后移两个数据，将第二数字信号序列的首项后移两个数据，两组序列长度不变，并重新计算相位并比较结果，直至第一数字信号序列与第二数字信号序列相位计算结果不同，

[0006] 当第一数字信号序列与第二数字信号序列相位计算结果不同时，进行步骤，以此时第一数字信号序列的相位计算结果为第一相位值，以此时第二数字信号序列的末项为起始点，取整数周期长度的数据缓冲区信号进行DSPD计算，得到第二相位值，第一相位值或第二相位值与发射端发射的两种信号相位相减，最终得到吸收相位值。

[0007] 一种吸收相位差检测系统，包括发射端、接收端，

[0008] 所述系统用于使能发射端发射不同相位的两种信号，接收端在接收到信号后进行采样，将接受到的电信号转化为数字信号，存储到数据缓冲区中，当存储区中的存储数据达到预设数量以上的时候，从数据缓冲区中对第一数字信号序列进行相位计算，对第二数字序列进行相位计算，所述第一数字信号序列与第二信号序列的长度相等，序列的首项相邻，比较第一数字信号序列与第二数字信号序列的相位计算结果，如果相同则进行步骤，将第一数字信号序列的首项后移两个数据，将第二数字信号序列的首项后移两个数据，两组序列长度不变，并重新计算相位并比较结果，直至第一数字信号序列与第二数字信号序列相位计算结果不同，

[0009] 还用于当第一数字信号序列与第二数字信号序列相位计算结果不同时，进行步骤，以此时第一数字信号序列的相位计算结果为第一相位值，以此时第二数字信号序列的末项为起始点，取整数周期长度的数据缓冲区信号进行DSPD计算，得到第二相位值，第一相位值或第二相位值与发射端发射的两种信号相位相减，最终得到吸收相位值。

[0010] 本发明具有如下优点：通过发射前后两组不同相位的电信号找出转换节点，再通过被吸收后的两个电信号相位差与原信号相位差相等的特性计算吸收相位差，解决了现有技术中坑道透视中电信号相位差的计算问题。

附图说明

[0011] 图1为本发明具体实施方式所述的无线电坑道透视仪结构图；

[0012] 图2为本发明具体实施方式所述的全桥驱动电路示意图；

[0013] 图3为本发明具体实施方式所述的全桥驱动电路示意图；

[0014] 图4为本发明具体实施方式所述的多匝线圈设计示意图；

[0015] 图5为本发明具体实施方式所述的多频谐振电路示意图；

[0016] 图6为本发明具体实施方式所述的无线电坑透探测方法流程图；

[0017] 图7为本发明具体实施方式所述的介质中信号直线传播示意图；

[0018] 图8为本发明具体实施方式所述的吸收电压等差地图；

[0019] 图9为本发明具体实施方式所述的吸收相位差检测方法流程图。

具体实施方式

[0020] 为详细说明本发明的技术内容、构造特征、所实现目的及效果，以下结合实施方式并配合附图详予说明。

[0021] 这里请看图1，公开了一种无线电坑道透视仪，包括频率合成器，数模转化模块、正向放大器、反向放大器、电压产生模块、全桥驱动电路、多频谐振电路；

[0022] 所述频率合成器与数模转换模块连接，所述数模转换模块与正向放大器、反向放大器连接、所述正向放大器、反向放大器、电压产生模块与全桥驱动电路连接，所述全桥驱动电路与多频谐振电路连接；

[0023] 所述频率合成器用于产生多幅值、多相位的数字信号，所述全桥驱动电路用于对正向放大器、反向放大器的输入信号进行放大；所述多频谐振电路能够切换不同谐振频率并对全桥驱动电路的输入信号进行发射。

[0024] 所述的频率合成器用于生成可调幅值、可调相位的数字信号，如用于产生正弦波、方波、三角波等，可以采用现有的频率合成器的功能部件，如专利201110146684.2、201080014836.1等各种已专利所设计的频率合成器，均能够达到简单地产生数字信号的效果。在优选的实施例中，可以采用自主设计FPGA(Field-Programmable Gate Array，现场可编程门阵列)内部构建一个多功能的DDS(Direct Digital Synthesizer，直接数字频率合成器)，其具有幅值，相位实时可调的性能，从而能够根据用户的需求及操作改变发出不同的数字信号。随后，DDS产生的信号经过DAC完成了数字信号到模拟信号的转换，形成对应电压值的模拟信号，再请看后续部分，DAC出来的模拟信号分别通过正向放大器，产生电压值更大且电压值为正值的模拟信号；还通过反向放大器，产生电压值更大且电压值为负值的模拟信号；电压产生模块则连接到全桥驱动电路，根据选择输出对应电压值的电压，用以控制全桥驱动电路的工作。

[0025] 在如图2所示的具体实施例中，请看图中，所述全桥驱动电路包括三极管Q5、Q6、Q8、Q10，

[0026] 所述正向放大器与Q5、Q6的基极连接，所述反向放大器与Q8、Q10的基极连接，Q5和Q8的集电极与电压产生模块连接，Q5的发射极与Q6的集电极连接，Q5的发射极还与多频谐振电路连接；Q8的发射极与Q10的集电极连接，Q8的发射极还与多频谐振电路连接。通过上述设计，能够根据电压产生模块发出的不同电压值信号，将正向放大器、反向放大器的输出进行不同程度的放大，从而供下级电路输出。

[0027] 而在如图3所示的进一步地实施例中，所述全桥驱动电路包括场效应管Q1、Q2、Q3、Q4，

[0028] 所述正向放大器与Q1、Q3的栅极连接，所述反向放大器与Q2、Q4的栅极连接，Q1和Q3的源极极与电压产生模块连接，Q1的漏极与Q2的源极连接，Q1的漏极还与多频谐振电路连接；Q3的漏极与Q4的源极连接，Q3的漏极还与多频谐振电路连接。通过上述设计，能够根据电压产生模块发出的不同电压值信号，将正向放大器、反向放大器的输出进行不同程度的放大，从而供下级电路输出。在图3中我们还能够看到MOS管驱动芯片，我们通过驱动芯片来控制MOS管的开关，从而更好地达到放大信号的效果。

[0029] 如图4、图5所示的具体实施例中，展示了多频谐振电路的一种造型构造，所述多频谐振电路包括电容、电阻、电感；在图4中展示了多匝线圈的设计，其中该电感包括若干匝数的线圈，在不同匝数的线圈中不同位置，我们设置不同抽头引出导线，不同的抽头连接到多路开关选择器，多路开关选择器用于将电感接入震荡电路，从而实现不同频率信号的发射功能。在优选的实施例中，RLC中的电容也可选用为可变电容。

[0030] 在图6所示的实施例中，包括了一种无线电坑透探测方法，包括如下步骤，S600吸收电压差检测、S602吸收相位差检测；

[0031] 吸收电压差检测具体包括步骤：在发射端未工作时，接收端检测接收第一电压值；发射端发送高电压及低电压两种信号，发射端发射高电压信号，接收端检测到高于第一电压值的信号后开始连续记录直至信号稳定，记录稳定后的电压值为第二电压值，发射端发射低电压信号，接收端检测到低于第二电压值且高于第一电压值的信号之后连续记录直至信号稳定，再记录稳定后的电压值为第三电压值；计算第三电压值与第二电压值之间的差值为吸收电压差；

[0032] 吸收相位差检测：发射端发送不同相位的两种信号，记录两种信号的初始相位差为第一相位差，接收端接收到两组信号的相位差记录为第二相位差，得到第一相位差和第二相位差之间的差值为吸收相位差；

[0033] S604更换发射端、接收端的位置，重复进行步骤S600、S602，吸收电压差检测、吸收相位差检测，得到多个发射端、接收端位置的吸收电压差及吸收相位差数据，S606根据该数据绘制吸收电压等差地图或吸收相位等差地图，计算地图中等差线梯度变化。

[0034] 具体的实施例中，本方法可以适用在前述实施例中所示的多模无线电透视仪发射装置。当然，在其他一些实施例中，只需要能够实现发射端信号幅值、相位实时可调即可。接收端实时提取接收信号的幅值和相位，也可以设置为幅值、相位分别通过不同组的发射端、接收端进行，也就是说，上述步骤S600跟S602可以分别由不同的发射端、接收端进行分别执行。发射端信号在设定的时间内持续发射高电压发射和低电压，接收端接收到的电压分别为VH，VL，二者的电压差ΔV＝VH–VL，可以确定ΔV是因为异常体吸收造成。

[0035] 同时地，发射端信号在设定的时间内持续交替发射频率、幅值相同，相位分别为Φ1和Φ2的信号，接收端接收相应的信号并得对应的相位为Φ11和Φ22，最终得到相位差ΔΦ＝Φ1-Φ11或者ΔΦ＝Φ2-Φ22；

[0036] 优选的实施例中，再继续进行步骤，将相同频率下的ΔV与ΔΦ两个信息相结合进行处理，图7简单展示了在介质中信号接近直线传播的示意图，其中介质体是被探测对象，F1…Fn是发射点，S1…Sn是接收点，由于高频的无线电波在介质体中传播近似直线传播，这里从F->S的这个路径这里称之为射线。因此对应的射线(F1,S1),(F2,S2),…(Fn,Sn)。当存在异常介质的时候，幅值、相位吸收的规律性将会被打破，因此还包括步骤，根据吸收电压差及吸收相位差数据绘制吸收电压等差地图或吸收相位等差地图，将不同地理位置上设置的接收端中具有相同吸收值的地点连接起来，从而形成类似地理课的等高线绘制图的等吸收值曲线，图8给出了一个吸收电压差在平面上的吸收电压等差地图，红线表示了信号的传播方向，即接收端与发射端之间的连线，在记录的时候发射端与接收端记录数据后将改变至下一个位置再次记录，具体的位置设置只需要根据待测地质设置使连线穿过该地质层即可。在完成等差地图后，无论是电压还是相位，都可以再进行步骤，在图中计算等差线的梯度，梯度变化高的地方即为异常地质介质体所在的位置。

[0037] 在其他一些实施例中，可以包括如下步骤：1、发射端构建一个多功能的DDS，其具有幅值，相位实时可调的正弦波信号；2、接收端构建一个具有对接收信号进行实时采集的ADC模块以及相位和幅值实时求解的模块；3.施工前发射端和接收端需约定每次发射的时间点；4、快到每个站点的约定发射时间点时，接收机提前进入采集状态，接收机会记录对应电压值V1，此时由于发射机没有发射信号，V1是随机噪声值，因此值是变化的；5、到某个发射时间点时，发射端信号在设定的时间内持续发射高电压发射,此时接收机会连续计算对应接收电压值，当电压值稳定后记录此时的电压值为V2,由于此时V2大于V1，接收机由此可判断出发射机处于发射状态，当发射端发射低电压信号时，接收机会连续计算对应电压值，当电压值稳定后记录此时的电压值为V3，由于发射机在发射高、低电压信号时，发射环境、接收环境包括周边的干扰环境都是保持不变的，变化的只有发射端的发射电压，因此可以排除其他因素的影响，二者的电压差ΔV＝V3–V2是因为异常体吸收造成；6、发射端信号在设定的时间内持续交替发射频率、幅值相同，相位分别为Φ1和Φ2的信号，接收端通过相关的算法确定接收信号波形相位发生变化的位置，即该点是发射不同相位信号的起始点，截取该点后不同相位的数据，得到信号的相位Φ1～，Φ2～，由于发射环境、接收环境、以及介质都是固定不变的，因此接收的相位差要等于发射的相位差即Φ1-Φ2＝Φ1～-Φ2～，最终得到发射、接收的相位差ΔΦ是因为异常体吸收造成.6.移动发射位置、或者接收位置，重复步骤4、5、6，从而得到一系列的ΔV、ΔΦ；7.依据特定频率信号穿透不同介质，其衰减程度以及相位偏移的差异性，将对应的ΔV与ΔΦ两个维度信息相结合进行处理，从而得到异常体所在的位置。

[0038] 其中相位差的测量方法，可以用现有技术达到，如专利201410818506.3，201110143841.4等公开专利中介绍的无线电相位差计算方法等等，这些现有技术直接应用都较为复杂，或是需要较高的成本且不能很好地适应多变的环境，或是采用下述一般做法：

[0039] 假设发射端发射电压Vf，频率为f,相位为Φ，则该信号可以表达为:x(t)＝Vf*sin(2*π*f*t+Φ)

[0040] 接收端接收到的电压为Vs,相位为Φ`,则该信号可以表达为：x`(t)＝Vs*sin(2*pi*f*t+Φ`)则其快速傅里叶表达式：

[0041]

[0042] eit＝cos(t)+i*sin(t)  (2)

[0043] e-it＝cos(t)-i*sin(t)  (3)

[0044] 由(1)，(2)，(3)可得到X(k)的实部Re和虚部Im：

[0045]

[0046]

[0047] 最后得到幅值和相位为：

[0048]

[0049]

[0050] 在优选的实施例中，如图9所示，本发明提出一种新的适用于无线电坑透的吸收相位差检测方法，包括如下步骤，S900发射端发射不同相位的两种信号，S902接收端在接收到信号后进行采样，将接受到的电信号转化为数字信号，存储到数据缓冲区中，当存储区中的存储数据达到预设数量以上的时候，这里两种信号交替发射若干周期，则存储数据的预设数量则根据周期数设计，如发射端交替发射1个周期的数据，接收端采样率为一个周期20组，则预设数量可以设置为40，即保证两组信号至少收取1个周期的最低数据数。随后再进行步骤S904从数据缓冲区中对第一数字信号序列进行相位计算，对第二数字序列进行相位计算，所述第一数字信号序列与第二信号序列的长度相等，序列的首项相邻。S906比较第一数字信号序列与第二数字信号序列的相位计算结果，如果相同则进行步骤，将第一数字信号序列的首项后移两个数据，将第二数字信号序列的首项后移两个数据，两组序列长度不变，并重新计算相位并比较结果，直至第一数字信号序列与第二数字信号序列相位计算结果不同，

[0051] 当第一数字信号序列与第二数字信号序列相位计算结果不同时，可以确定第二数字信号序列的最后一项为不同信号的分割的进行步骤，S908以此时第一数字信号序列的相位计算结果为第一相位值，以此时第二数字信号序列的末项为起始点，取整数周期长度的数据缓冲区信号进行DSPD计算，得到第二相位值，第一相位值或第二相位值与发射端发射的两种信号的相位相比，最终得到吸收相位值。通过上述方法能够在复杂的无线电坑道透视应用场景下得到发射端与接收端之间的吸收相位差值，一般的技术中由于不知道信号的起点始点，无法准确得出相互之间的相位差吸收值，本发明方法通过上述步骤确定信号的起始点，从而在预设的发射端频率、幅值已知的情况下，更好地计算出坑透环境下异常介质对相位的吸收数值。解决了坑道透视仪对吸收相位差的测定问题。

[0052] 在综合的某一具体实例中，包括如下步骤，1、发射端分别交替发射频率和幅值相同，相位分别为Φ1、Φ2的正弦波信号，每个相位发射的时间为5个的整周期数；2、接收端通过接收线圈将感应到的磁场信号转为电场信号；3、假设ADC采样率的大小是N(N大于等于20)倍的发射频率，即每个周期的电信号采样数为20以上；4、电场信号经过ADC后被转为跟电压大小一一对应的数字序列，并存储到AD数据缓冲区中；5、当AD数据缓冲区中的数据达到10*N+6个以上的时候，MCU控制DMA(直接内存存取)开始搬移数据，起始搬移的地址为M(1～10*N)，初始时M为1，将AD数据缓冲区地址从M～N+M的数据移入到DSPD-1数据缓冲区中，将AD数据缓冲区地址从M+1～N+M+1的数据移入到DSPD-2数据缓冲区中，即此时运算数据的加窗的大小是N；6、DSPD-1数据缓冲区、DSPD-2数据缓冲区的数据个数达到N个的时候，DSPD-1计算模块，DSPD-2计算模块开始计算分别得到对应的幅值和相位信息；7、比较DSPD-
1，DSPD-2得到的幅值、相位信息，二者的幅值和相位都相等，说明相位未发生变化，继续比较，记录对应的相位值为Φ1，Φ2，由于发射、接收不是同步的，因此此时的相位信息不是发射信号被介质改变后相位信息；7、移动窗口让M为3，5，7，……重复步骤5、6，得到一系列的相位值为Φ3、Φ4、Φ5……当Φn≠Φn+1，此时说明新加入的采样数据导致相位发生变化，即新入的数据点是发射不同相位信号的起始点，而此前稳定相等的相位值则为Φ1～；8、截取从上一步的新入数据点开始后整数周期的数据，可以选为5个周期数据，送到DSPD-1计算模块，得到对应的相位信息Φ2～，由于发射信号的相位是已知的，例如为Φ1，Φ2，则前后相位数据对应相减即可得到发射信号经过介质后相位发生偏移的大小。

[0053] 其中DPSD算法是一种常规算法，介绍如下：

[0054] 如上述： 是一个被测量信号，cos(wn)，sin(wn)是一个已知的系统给出的参考信号

[0055] 假设： 其中e1(n)为测量电路中各种干扰信号包括直流偏置信号、热噪声、电磁噪声等，A是被测信号的幅值大小，s(n)＝cos(wn)+j sin(wn)是系统给出的参考信号，将是s(n)与 进行互相关Rxy(n):

[0056]

[0057] 由于e1(n)与系统给出的cos(wn)，sin(wn)不相关，因此Rxie1(n)≈0，从而：

[0058]

[0059] 进而得到：

[0060]

[0061]

[0062]

[0063]

[0064] 其中：为被测信号的幅值，为被测信号的相位。

[0065] 以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利保护范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。