本发明公开了一种高动态下直扩DPSK信号的伪码—多普勒快速捕获方法，包括以下步骤：首先通过载波对接收到的中频直扩DPSK信号进行下变频处理；之后利用非线性变换联合FFT捕获多普勒频偏；再利用多普勒频偏值对载波进行修正；之后用修正后的载波对直扩DPSK信号进行下变频处理；最后通过码相位压缩相关器对多路连续相位本地伪码与多普勒补偿后的中频直扩DPSK信号进行的搜索，获取伪码估计值。本发明能够实现高动态下直扩DPSK信号的捕获，完成伪码相位和多普勒频偏的联合估计，具有较小的多普勒频偏估计误差性能，且具有很好的伪码相位捕获性能，捕获时间短，从而保证接收信号在进入信号跟踪处理模块之前即已得到较好的粗同步，复杂度较低，具有较强的实用价值。
1.一种高动态下直扩DPSK信号的伪码—多普勒快速捕获方法，其特征在于，包括以下步骤：步骤1、通过载波fc对接收到的中频直扩DPSK信号进行下变频处理；
步骤2、选取非线性变换系数L与FFT点数，并利用非线性变换联合FFT对步骤1下变频后的DPSK信号进行多普勒频偏估计，获得多普勒频偏值步骤3、利用多普勒频偏值 对载波fc进行修正，获得修正后的载波fc'；
步骤4、通过修正后的载波fc'对接收到的中频直扩DPSK信号进行下变频处理，获得多普勒补偿后的中频直扩DPSK信号；
步骤5、对多路连续相位本地伪码与步骤4多普勒补偿后的中频直扩DPSK信号进行搜索，获取伪码估计值 从而完成伪码—多普勒快速捕获。
2.根据权利要求1所述的高动态下直扩DPSK信号的伪码—多普勒快速捕获方法，其特征在于，步骤1中下变频处理后的DPSK信号为：式中，ρ(n)＝∑γkR1(-iTc)， 为扩频后的信号，N为扩频码周期，dk为传输数据，ck为扩频码，dk/N为对传输数据按扩频码周期采样，|*|N为“*”的模N运算；R1(*)为持续时间为Tc的基带脉冲波形；BPSK调制器的中心频率为f1＝fc-1/(4Tc)，fc为载波频率，Tc为扩频码码片宽度；τ为伪码误差；fd为多普勒频偏； 为初始相位；Rc为扩频码速率；N(n)为高斯白噪声。
3.根据权利要求2所述的高动态下直扩DPSK信号的伪码—多普勒快速捕获方法，其特征在于，步骤2所述利用非线性变换联合FFT对步骤1下变频后的DPSK信号进行多普勒频偏估计，获得多普勒频偏值 所用公式为：式中，Rc为扩频码速率；Kmax为频谱峰值所在位置；NFFT为FFT点数；L为非线性变换系数；
4.根据权利要求1所述的高动态下直扩DPSK信号的伪码—多普勒快速捕获方法，其特征在于，步骤2中所述非线性变换系数L取4，FFT点数取2048。
5.根据权利要求1所述的高动态下直扩DPSK信号的伪码—多普勒快速捕获方法，其特征在于，步骤3所述利用多普勒频偏值 对载波fc进行修正，获得修正后的载波fc'，所用公式为：
6.根据权利要求1所述的高动态下直扩DPSK信号的伪码—多普勒快速捕获方法，其特征在于，步骤5所述对多路连续相位本地伪码与步骤4多普勒补偿后的中频直扩DPSK信号进行搜索，获取伪码估计值 具体为：选取码相位压缩系数Kl，通过码相位压缩相关器对多路连续相位本地伪码与步骤4多普勒补偿后的中频直扩DPSK信号进行搜索，获取伪码估计值
7.根据权利要求6所述的高动态下直扩DPSK信号的伪码—多普勒快速捕获方法，其特征在于，所述码相位压缩系数Kl选取4。
一种高动态下直扩DPSK信号的伪码—多普勒快速捕获方法
技术领域
[0001] 本发明属于直扩信号接收机处理技术领域，特别是一种高动态下直扩DPSK信号的伪码—多普勒快速捕获方法。
背景技术
[0002] 直扩DPSK信号接收机处理的最终目标是解扩解调出发送数据，伪码相位和载波频率的捕获是正确解扩解调的前提条件，以往的接收机大多是对接收到的直扩DPSK信号下变频处理后分别进行伪码相位捕获和载波多普勒频偏捕获。传统的伪码捕获方法有滑动相关法和匹配滤波法，在捕获速度和实现复杂度之间存在矛盾。同时在高动态环境下，接收机与发射机之间通常存在很高的径向速度，这使得接收信号存在几十kHz甚至几百kHz的多普勒频移，对扩频码的捕获和跟踪产生很大的影响。因此，必须要对载波多普勒频率进行捕获及补偿，这也叫做载波截获。于是伪码信号的捕获变成了对伪码相位和载波多普勒频偏的捕获，这就需要很长的捕获时间。所以，在高动态环境下，准确而快速的进行捕获成为技术难点。
[0003] G.J.R.Povey等人首先提出了基于数字部分匹配滤波器与FFT结合算法(PMF—FFT)的捕获模型，这种方法虽然在一定程度上缓解了多普勒频偏对捕获门限的影响，并且实现了伪码相位和载波频偏的二维捕获，但是这种方法多普勒频偏的捕获范围较小，高动态环境下仍然不适用。因而，如何在高动态环境下准确、快速地完成扩频信号的伪码相位和多普勒频偏捕获，成为直扩DPSK信号全数字接收机的关键技术。而现有技术中尚无能够很好适应高动态环境且达到较优捕获效果的方法，使得直扩DPSK信号全数字接收机的性能不佳。
发明内容
[0004] 本发明所要解决的技术问题在于提供一种实现高动态下直扩DPSK信号的快速捕获的方法，完成伪码相位和多普勒频偏的联合估计。
[0005] 实现本发明目的的技术解决方案为：一种高动态下直扩DPSK信号的伪码—多普勒快速捕获方法，包括以下步骤：
[0006] 步骤1、通过载波fc对接收到的中频直扩DPSK信号进行下变频处理；
[0007] 步骤2、选取非线性变换系数L与FFT点数，并利用非线性变换联合FFT对步骤1下变频后的DPSK信号进行多普勒频偏估计，获得多普勒频偏值
[0008] 步骤3、利用多普勒频偏值 对载波fc进行修正，获得修正后的载波fc'；
[0009] 步骤4、通过修正后的载波fc'对接收到的中频直扩DPSK信号进行下变频处理，获得多普勒补偿后的中频直扩DPSK信号；
[0010] 步骤5、对多路连续相位本地伪码与步骤4多普勒补偿后的中频直扩DPSK信号进行搜索，获取伪码估计值 从而完成伪码—多普勒快速捕获。
[0011] 本发明与现有技术相比，其显著优点为：1)本发明方法简单，易于实现，可以实现高动态下直扩DPSK信号的快速捕获，完成伪码相位和多普勒频偏的联合估计；2)本发明通过非线性变换联合FFT方法估计多普勒频偏，具有较小的多普勒频偏估计误差性能；3)本发明通过码相位压缩器对码相位进行快速搜索，减少了总的搜索数，大大降低了捕获时间，能保证接收信号在进入信号跟踪(精同步)处理模块之前就已得到较好的粗同步。
[0012] 下面结合附图对本发明作进一步详细描述。
附图说明
[0013] 图1为本发明的高动态下直扩DPSK信号的伪码—多普勒快速捕获方法流程图。
[0014] 图2为本发明基于非线性变换—FFT的载波频偏估计的原理框图。
[0015] 图3为本发明码相位压缩相关的原理框图。
[0016] 图4为本发明实施例伪码-多普勒捕获结果的三维图形示意图。
[0017] 图5为本发明实施例的检测概率和虚警概率随输入信噪比的变化曲线示意图。
具体实施方式
[0018] 结合图1，本发明一种高动态下DPSK信号的伪码—多普勒快速捕获方法，包括以下步骤：
[0019] 步骤1、通过载波fc对接收到的中频直扩DPSK信号进行下变频处理，下变频处理后的DPSK信号为：
[0020]
[0021] 式中，ρ(n)＝∑γkR1(-iTc)， 为扩频后的信号，N为扩频码周期，dk为传输数据，ck为扩频码，dk/N为对传输数据按扩频码周期采样，|*|N为“*”的模N运算；R1(*)为持续时间为Tc的基带脉冲波形；BPSK调制器的中心频率为f1＝fc-1/(4Tc)，fc为载波频率，Tc为扩频码码片宽度；τ为伪码误差；fd为多普勒频偏；为初始相位，可假设为0；Rc为扩频码速率；N(n)为高斯白噪声。
[0022] 步骤2、选取非线性变换系数L与FFT点数，并利用非线性变换和FFT对步骤1下变频后的DPSK信号进行多普勒频偏估计，获得多普勒频偏值 基于非线性变换—FFT的多普勒频偏估计的原理如图2所示，核心思想是利用非线性变换联合FFT进行多普勒频偏估计。
[0023] 对下变频后的直扩DPSK信号y(n)进行L次非线性变换后，可以得到y'(n)为：
[0024]
[0025] 式中，L为非线性变换系数，N'(n)为
[0026]
[0027] 式中，NL-1,…N0为噪声展开式各次项的系数。
[0028] 已知ρ(n)≈±1，因此L取为偶数时，扩频数据不影响载波频偏的估计，而频偏值会变为原来的L倍。对y'(n)进行FFT运算，在频谱上会出现峰值，而峰值的位置即为多普勒估计值
[0029]
[0030] 式中，Rc为扩频码速率；Kmax为频谱峰值所在位置；NFFT为FFT点数；L为非线性变换系数。
[0031] 由式(4)可以得到频偏估计的最小误差为：
[0032]
[0033] 频偏估计范围为：
[0034]
[0035] 优选地，非线性变换系数L取4，FFT点数取2048。
[0036] 步骤3、利用多普勒频偏值 对载波fc进行修正，获得修正后的载波fc'，所用公式为：
[0037]
[0038] 步骤4、通过修正后的载波fc'对接收到的中频直扩DPSK信号进行下变频处理，获得多普勒补偿后的中频直扩DPSK信号。
[0039] 步骤5、选取码相位压缩系数Kl，通过码相位压缩相关器对多路连续相位本地伪码与步骤4多普勒补偿后的中频直扩DPSK信号进行搜索，获取伪码估计值 从而完成伪码—多普勒快速捕获。
[0040] 在进行码相位搜索时，伪码相位在接收信号码相位附近时也将出现相关峰值，因此可以对相邻的单元进行压缩，减小总的搜索单元数，大大降低信号的粗捕获时间。
[0041] 码相位压缩相关的原理如图3所示。设伪码相位压缩系数为Kl，则本地压缩码为Kl路彼此相差一个码相位的子伪码序列求和为：
[0042]
[0043] 式中，c(*)为本地伪码序列。令本地压缩码相位 i＝0,1,...SN/Kl-1，其中N是PN码长度，总相位数为SN，即把伪码相位划分为SN/Kl个区间，记为H。则第i次驻留的本地压缩码为：
[0044]
[0045] 令δτ表示接收码相位与本地压缩码相位之差：δτ＝τ-τc。如果接收码相位则认为 为最佳压缩码相位，记为 τ与 之差记为 最佳压缩相位区间 记为H1，其他压缩区间记为H0。如果取相关积分长度为整个伪码周期SN，本地压缩码相位为 时，同时忽略初始相位 以及噪声成分n(i)，压缩相关函数可以表示为：
[0046]
[0047] 当伪码经过过采样后其自相关函数可表示为：
[0048]
[0049] 例如S＝2时，只在这三个码相位上存在相关值。对于式(11)，只有当 时存在显著的相关能量值，因此可将m的取值区间从[0 Kc -1]缩小到以下分析考虑一种最佳情况，所有2S-1个存在相关值的相位点全部位于最佳压缩码相位区间 内，即 且 此时，压缩相关值 可表示
如下：
[0050]
[0051] 上式大括号内的第二项由于相位差的存在，在一个伪码周期内积分后近似为零，式(12)可化简为：
[0052]
[0053]
[0054] 通过上式(13b)可以看出，fd对相关值的影响主要体现在式(13a)的∑exp(j2πfdn/Rc)，表现为Sinc函数形式，相关带宽Bc＝2Rc/L。当fd超出Bc时会引起严重的衰落，影响正确捕获。
[0055] 优选地，码相位压缩系数Kl选取4。
[0056] 下面结合实施例对本发明作进一步详细描述。
[0057] 实施例
[0058] 本实施例中仿真参数设置为：扩频码采用Gold序列，码长N＝1023；采样频率fs＝245.52MHz；载波频率fc＝76.725MHz，扩频码速率为Rc＝20.46Mchip/s，数据速率Rb＝
20kbps。码相位误差τ＝200，多普勒频偏fd＝201250Hz，非线性变换系数L＝4，FFT点数为
2048点，伪码压缩系数Kl＝4，信噪比SNR＝-10dB。
[0059] 结合图4的三维图可知，仿真结果的伪码相差估计值 与预设值相差1chip；多普勒频偏估计为 与预设值相差250Hz，均处于理论范围内，由此验证了算
法具有较好的准确性。
[0060] 图5为信噪比SNR在[-30dB,0dB]范围内均匀取值，多普勒频偏fd＝80kHz，虚警概率Pf＝0.001时进行5000次蒙特卡洛仿真的检测概率和虚警概率的变化曲线。图5中，由于设置恒虚警检测门限，虚警概率恒定趋近为0；而SNR≥-21dB时，检测概率为1，由此证明算法在低信噪比环境下具有较好的工作性能。
[0061] 本发明方法简单，易于实现，通过码相位压缩器对码相位进行快速搜索，减少了总的搜索数，大大降低了捕获时间，且具有算法复杂度小、同时完成伪码相位和多普勒频偏捕获、估计误差小、扩大处理增益等优势，适用于高动态的应用环境，具有较强的实用价值。
