S/SP型无线充电系统恒压及效率优化控制方法

摘要

本发明公开了一种S/SP型无线充电系统恒压及效率优化控制方法，属于电动汽车无线充电领域。该方法通过调节逆变器开关频率，从而避免了耦合系数降低带来的输出电压波动。该方法同时在整流桥前并联可变电感电路，通过调节可变电感电路的开关管的开关频率和导通触发角，从而避免了负载和耦合系数降低带来的较大感性无功功率。因而本发明可以在负载和耦合系数变化时，实现恒定的输出电压，并减小输入感性无功功率，实现逆变器开关的软开关(ZVS)，提高效率。并且它可连续调节开关频率及输出侧谐振参数，具有较宽的有效耦合系数变化范围，实用性较强。

权利要求

1.一种S/SP型无线充电系统恒压及效率优化控制方法，本方法涉及的无线充电系统的拓扑包括直流电压源、逆变器、补偿谐振电路、整流桥、滤波电路和负载；所述直流电压源的母线总电压为Vdc；所述逆变器由四个开关管组成全桥结构，四个开关管分别记为T1、T2、T3和T4，其中T1和T2构成逆变器的超前桥臂，T3和T4构成逆变器的滞后桥臂；所述补偿谐振电路包括原边补偿谐振电路和副边补偿谐振电路，其中原边补偿谐振电路由原边串联补偿电容C1与发射线圈L1串联组成，副边补偿谐振电路由接收线圈L2与副边串联补偿电容C2组成的串联支路、副边并联补偿电容C3和可变电感电路相互并联构成，该可变电感电路由调谐电感L3和两个开关管S1、S2串联组成；所述滤波电路由滤波电感L和滤波电容C串联组成；所述直流电压源正极连接逆变器输入端正极，直流电压源负极连接逆变器输入端负极，逆变器输出端接补偿谐振电路输入侧，补偿谐振电路输出侧即可变电感电路两端连接整流桥输入端，整流桥输出接滤波电路，其中整流桥正输出端接滤波电感L，整流桥的负输出端接滤波电容C；负载电阻RL与滤波电容C并联；

本控制方法包括对逆变器输出电压、发射线圈原边电流和负载输出电压的采样，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1、采样逆变器输出电压Vab、发射线圈原边电流ip和负载输出电压Vout，采样时刻逆变器的开关频率记为f；

步骤2、将步骤1得到的负载输出电压Vout与设定的参考电压Vref做差，并通过以下电压控制方程得到逆变器目标开关频率fr；

其中，Kp1为电压控制比例控制系数，Ki1为电压控制积分控制系数，s为拉普拉斯复变量；

步骤3、将步骤2得到的逆变器目标开关频率fr输入发波控制器，生成四个驱动信号，即逆变器开关管T1的驱动信号Q1、逆变器开关管T2的驱动信号Q2、逆变器开关管T3的驱动信号Q3和逆变器开关管T4的驱动信号Q4，其中，驱动信号Q1和Q4之间的时间差为0，驱动信号Q2滞后于驱动信号Q1，驱动信号Q3滞后于驱动信号Q4，滞后时间均为TΔ， 将驱动信号Q1、Q2、Q3和Q4分别用于驱动开关管T1、T2、T3和T4，实现对无线充电系统的输出恒压控制；

步骤4、根据步骤1得到的逆变器输出电压Vab与发射线圈原边电流ip，通过相位获取环节得到逆变器输出电压Vab与发射线圈原边电流ip之间的相角，记为相角θ，该相位获取环节为：检测逆变器输出电压Vab的正向过零时刻t1，检测发射线圈原边电流ip的正向过零时刻t2，从t1开始计数到t2，相角θ由下式得到：θ＝2πf(t2-t1)

步骤5、将步骤4得到的相角θ与设定的参考相角θref做差，并通过以下相角控制方程得到开关管S1的导通触发角α；

其中，Kp2为相角控制比例控制系数，Ki2为相角控制积分控制系数，s是拉普拉斯复变量；

步骤6、根据步骤5得到的开关管S1的导通触发角α，通过下式得到与导通触发角α对应的延时时间t；

步骤7、将步骤3得到的驱动信号Q1延时一个延时时间t得到开关管S1的驱动信号Q5，将步骤3得到的驱动信号Q2延时一个延时时间t得到开关管S2的驱动信号Q6，其中，驱动信号Q6滞后于驱动信号Q5，滞后时间为TΔ，步骤8，将驱动信号Q5、Q6分别用于驱动开关管S1、S2，实现对无线充电系统的效率优化。

说明书

S/SP型无线充电系统恒压及效率优化控制方法

技术领域

[0001] 本发明应用于无线充电领域，具体涉及一种S/SP型无线充电系统恒压及效率优化控制方法。技术背景

[0002] 近年来，随着电动汽车的发展，无线充电技术由于其安全性和便利性的优点，得到广泛关注。然而在无线充电的过程中，负载功率需求的变化和接收器的位移均会对系统性能产生一定的影响。因此众多学者提出了一系列补偿拓扑来提高系统性能，其中串联-串联(SS)，串联-并联(SP)型补偿谐振拓扑结构简单较为常见。

[0003] 为实现恒压输出要求，人们对补偿拓扑进行深入研究，其中SS和SP型补偿拓扑以及在这两种拓扑基础上改进的S/SP补偿拓扑，均存在谐振频率点使得输出电压与负载无关。但是它们也具有共同的缺点：一方面，负载变化引起输入阻抗特性改变，使得效率降低；另一方面，耦合系数改变导致输出电压变化较大，效率也较低。

[0004] 文献“Design and experimentation of WPT charger for electric city car[J]”，Buja G，Bertoluzzo  M，Mude KN，《IEEE Transactions  on Industrial E1ectronics》，2015，62(12)，7436-7447(“电动城市车用WPT充电器的设计与实验”，《IEEE学报-工业电子期刊》，2015年第62卷第12期7436～7447页)采用SS补偿拓扑，通过定频移相控制，可实现对输出电压的调节，但逆变器处于硬开通状态，导致效率较低。

[0005] 文献“Analysis and Control of Series/Series-Parallel Compensated Resonant Converter for Contactless Power Transfer”，Jia Hou，Qianhong Chen，Siu-Chung Wong，Chi K，Tse，Xinbo Ruan《，IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics》，2015，3(1)(“用于非接触电力传输的串联/串并联补偿谐振变换器的分析与控制”，《IEEE电力电子学新兴与选题》，2015年第3卷第1期)采用S/SP补偿拓扑，通过锁相环控制系统工作频率，实现了逆变器开关器件的软开关(ZVS)，从而提高了效率。但是这种方法，也无法保证输出稳压。

[0006] 文献“A Maximum Efficiency Point Tracking Control Scheme for Wireless Power Transfer Systems Using Magnetic Resonant Coupling”，《IEEE Transactions on PowerElectronics》，2015，30(7)(“基于磁谐振耦合的无线功率传输系统最大效率点跟踪控制方案”《，IEEE学报-电力电子期刊》，2015年第30卷第7期)在原副边增加了额外的DC/DC变换器，通过调节DC/DC电路的变换比，从而稳定输出电压并提高效率，但系统复杂，硬件成本较高。

[0007] 综上所述，现有的无线充电系统输出恒压控制技术仍然存在如下问题：

[0008] 1、系统很难同时实现输出恒压和高效率；

[0009] 2、控制系统复杂，硬件成本高，实际应用价值不高。

发明内容

[0010] 本发明要解决的技术问题为无线充电系统运行时，负载和耦合系数变化导致输出电压不稳定及效率降低的问题，提供一种高效的输出稳压方法，可以通过调节逆变器的开关频率使输出电压稳定，并在整流桥前并联可变电感电路，通过调节可变电感电路的开关管的导通触发角来减小系统输入感性无功功率，实现逆变器开关管的软开关(ZVS)，从而提高效率，具有较强的实用价值。

[0011] 本发明的目的是这样实现的。本发明提供了一种S/SP型无线充电系统恒压及效率优化控制方法，本方法涉及的无线充电系统的拓扑包括直流电压源、逆变器、补偿谐振电路、整流桥、滤波电路和负载；所述直流电压源母线总电压为Vdc；所述逆变器由四个开关管组成全桥结构，四个开关管分别记为T1、T2、T3和T4，其中T1和T2构成逆变器的超前桥臂，T3和T4构成逆变器的滞后桥臂；所述补偿谐振电路包括原边补偿谐振电路和副边补偿谐振电路，其中原边补偿谐振电路由原边串联补偿电容C1与发射线圈L1串联组成，副边补偿谐振电路由接收线圈L2与副边串联补偿电容C2组成的串联支路、副边并联补偿电容C3和可变电感电路相互并联构成，该可变电感电路由调谐电感L3和两个开关管S1、S2串联组成；所述滤波电路由滤波电感L和滤波电容C串联组成；所述直流电压源正极连接逆变器输入端正极，直流电压源负极连接逆变器输入端负极，逆变器输出端接补偿谐振电路输入侧，补偿谐振电路输出侧即可变电感电路两端，连接整流桥输入端，整流桥输出接滤波电路，其中整流桥正输出端接滤波电感L，整流桥的负输出端接滤波电容C；负载电阻RL与滤波电容C并联；

[0012] 本控制方法包括对逆变器输出电压、发射线圈原边电流和负载输出电压的采样，包括以下步骤：

[0013] 步骤1、采样逆变器输出电压Vab、发射线圈原边电流ip和负载输出电压Vout，采样时刻逆变器的开关频率记为f；

[0014] 步骤2、将步骤1得到的负载输出电压Vout与设定的参考电压Vref做差，并通过以下电压控制方程得到逆变器目标开关频率fr；

[0015]

[0016] 其中，Kp1为电压控制比例控制系数，Ki1为电压控制积分控制系数，s为拉普拉斯复变量；

[0017] 步骤3、将步骤2得到的逆变器目标开关频率fr输入发波控制器，生成四个驱动信号，即逆变器开关管T1的驱动信号Q1、逆变器开关管T2的驱动信号Q2、逆变器开关管T3的驱动信号Q3和逆变器开关管T4的驱动信号Q4，其中，驱动信号Q1和Q4之间的时间差为0，驱动信号Q2滞后于驱动信号Q1，驱动信号Q3滞后于驱动信号Q4，滞后时间均为TΔ， 将驱动信号Q1、Q2、Q3和Q4分别用于驱动开关管T1、T2、T3和T4，实现对无线充电系统的输出恒压控制；

[0018] 步骤4、根据步骤1得到的逆变器输出电压Vab与发射线圈原边电流ip，通过相位获取环节得到逆变器输出电压Vab与发射线圈原边电流ip之间的相角，记为相角θ，该相位获取环节为：检测逆变器输出电压Vab的正向过零时刻t1，检测发射线圈原边电流ip的正向过零时刻t2，从t1开始计数到t2，相角θ由下式得到；

[0019] θ＝2πf(t2-t1)

[0020] 步骤5、将步骤4得到的相角θ与设定的参考相角θref做差，并通过以下相角控制方程得到开关管S1的导通触发角α；

[0021]

[0022] 其中，Kp2为相角控制比例控制系数，Ki2为相角控制积分控制系数，s是拉普拉斯复变量；

[0023] 步骤6、根据步骤5得到的开关管S1的导通触发角α，通过下式得到与导通触发角α对应的延时时间t；

[0024]

[0025] 步骤7、将步骤3得到的驱动信号Q1延时一个延时时间t得到开关管S1的驱动信号Q5，将步骤3得到的驱动信号Q2延时一个延时时间t得到开关管S2的驱动信号Q6，其中，驱动信号Q6滞后于驱动信号Q5，滞后时间为TΔ，

[0026] 步骤8、将驱动信号Q5、Q6分别用于驱动开关管S1、S2，实现对无线充电系统的效率优化。

[0027] 相对于现有技术，本发明的有益效果如下：

[0028] 1、耦合系数变化时，输出电压均恒定不变；

[0029] 2、降低了输入无功功率，实现了逆变器开关管的软开关，提高了效率；

[0030] 3、实现了高效的恒压输出，控制系统简单，工程应用价值较强。

附图说明

[0031] 图1为本发明所涉及的无线充电系统拓扑图。

[0032] 图2为本发明提出的S/SP型无线充电系统恒压及效率优化控制方法的流程示意图。

[0033] 图3为本发明实施例中可变电感电路工作波形图。

[0034] 图4为本发明实施例中恒压及效率优化控制方法的输出负载电压Vout和输出负载电流Iout仿真波形图1(耦合系数k为0.3，负载由20Ω以20Ω步长增加至60Ω时)。

[0035] 图5为本发明实施例中恒压及效率优化控制方法的输出负载电压Vout和输出负载电流Iout仿真波形图2(耦合系数k为0.1，负载由20Ω以20Ω步长增加至60Ω时)。

[0036] 图6为本发明实施例中恒压及效率优化控制方法的逆变器输出电压和原边电流波形图1(耦合系数k为0.3，负载为20Ω)。

[0037] 图7为本发明实施例中恒压及效率优化控制方法的逆变器输出电压和原边电流波形图2(耦合系数k为0.3，负载为60Ω)。

[0038] 图8为本发明实施例中恒压及效率优化控制方法的逆变器输出电压和原边电流波形图3(耦合系数k为0.1，负载为20Ω)。

[0039] 图9为本发明实施例中恒压及效率优化控制方法的逆变器输出电压和原边电流波形图4(耦合系数k为0.1，负载为60Ω)。

具体实施方式

[0040] 本发明所涉及的无线充电系统拓扑如图1所示。包括直流电压源、逆变器、补偿谐振电路、整流桥、滤波电路和负载；所述直流电压源母线总电压为Vdc；所述逆变器由四个开关管组成全桥结构，四个开关管分别记为T1、T2、T3和T4，其中T1和T2构成逆变器的超前桥臂，T3和T4构成逆变器的滞后桥臂；所述补偿谐振电路包括原边补偿谐振电路和副边补偿谐振电路，其中原边补偿谐振电路由原边串联补偿电容C1与发射线圈L1串联组成，副边补偿谐振电路由接收线圈L2与副边串联补偿电容C2组成的串联支路、副边并联补偿电容C3和可变电感电路相互并联构成，该可变电感电路由调谐电感L3和两个开关管S1、S2串联组成；所述滤波电路由滤波电感L和滤波电容C串联组成；以上各部分的连接如下：直流电压源正极连接逆变器输入端正极，直流电压源负极连接逆变器输入端负极，逆变器输出端接补偿谐振电路输入侧，补偿谐振电路输出侧即可变电感电路两端，连接整流桥输入端，整流桥输出接滤波电路，其中整流桥正输出端接滤波电感L，整流桥的负输出端接滤波电容C；负载电阻RL与滤波电容C并联。

[0041] 本控制方法的流程图如图2。

[0042] 本控制方法包括对逆变器输出电压、发射线圈原边电流和负载输出电压的采样，具体的，包括以下步骤：

[0043] 步骤1、采样逆变器输出电压Vab、发射线圈原边电流ip和负载输出电压Vout，采样时刻逆变器的开关频率记为f。

[0044] 步骤2、将步骤1得到的负载输出电压Vout与设定的参考电压Vref做差，并通过以下电压控制方程得到逆变器目标开关频率fr。

[0045]

[0046] 其中，Kp1为电压控制比例控制系数，Ki1为电压控制积分控制系数，s为拉普拉斯复变量。在本实施例中，取Kp1＝8000，Ki1＝1。

[0047] 步骤3、将步骤2得到的逆变器目标开关频率fr输入发波控制器，生成四个驱动信号，即逆变器开关管T1的驱动信号Q1、逆变器开关管T2的驱动信号Q2、逆变器开关管T3的驱动信号Q3和逆变器开关管T4的驱动信号Q4，其中，驱动信号Q1和Q4之间的时间差为0，驱动信号Q2滞后于驱动信号Q1，驱动信号Q3滞后于驱动信号Q4，滞后时间均为TΔ， 将驱动信号Q1、Q2、Q3和Q4分别用于驱动开关管T1、T2、T3和T4，实现对无线充电系统的输出恒压控制。

[0048] 步骤4、根据步骤1得到的逆变器输出电压Vab与发射线圈原边电流ip，通过相位获取环节得到逆变器输出电压Vab与发射线圈原边电流ip之间的相角，记为相角θ，该相位获取环节为：检测逆变器输出电压Vab的正向过零时刻t1，检测发射线圈原边电流ip的正向过零时刻t2，从t1开始计数到t2，相角θ由下式得到。

[0049] θ＝2πf(t2-t1)

[0050] 步骤5、将步骤4得到的相角θ与设定的参考相角θref做差，并通过以下相角控制方程得到开关管S1的导通触发角α。

[0051]

[0052] 其中，Kp2为相角控制比例控制系数，Ki2为相角控制积分控制系数，s是拉普拉斯复变量。在本实施例中，取Kp2＝0.6，Ki2＝0.02。

[0053] 步骤6、根据步骤5得到的开关管S1的导通触发角α，通过下式得到与导通触发角α对应的延时时间t。

[0054]

[0055] 步骤7、将步骤3得到的驱动信号Q1延时一个延时时间t得到开关管S1的驱动信号Q5，将步骤3得到的驱动信号Q2延时一个延时时间t得到开关管S2的驱动信号Q6，其中，驱动信号Q6滞后于驱动信号Q5，滞后时间为TΔ，

[0056] 步骤8、将驱动信号Q5、Q6分别用于驱动开关管S1、S2，实现对无线充电系统的效率优化。

[0057] 如图3所示，开关管S1、S2的驱动信号分别为Q5、Q6，驱动信号Q6滞后于驱动信号Q5，滞后时间为TΔ，驱动信号Q5滞后Vos的相角即开关管S1的导通触发角α。其中Vos如图1所示为整流桥输入电压。当可变电感电路工作时，驱动信号Q5和Q6分别作用于开关管S1和S2，在触发脉冲到来时，调谐电感L3上的电流 增加，在整流桥输入电压Vos下降为0时 达到最大，之后电流 减小，在2π-α时 减为0，此时开关管关断。当α由 线性增加至π时，可变电感电路的等效电感由L3线性增加至∞。

[0058] 为验证本发明提出的S/SP型无线充电系统恒压及效率优化控制方法，搭建了无线充电系统的MATLAB/Sinmulink仿真模型。该仿真模型的电路参数如下：直流电压源母线总电压为Vdc为400V，发射线圈L1和接收线圈L2均为240uH，原边串联补偿电容C1和副边串联补偿电容C2均为20.87nF，副边并联补偿电容C3为185nF，调谐电感L3为23.17uH，设定的参考电压Vref为324V。发射线圈L1和接收线圈L2之间的耦合系数k变化范围设计为0.1-0.3，负载电阻RL变化范围设计为20-60Ω，设定的参考相角θref设计为10°。

[0059] 图4为本发明实施例中恒压及效率优化控制方法的输出负载电压Vout和输出负载电流Iout仿真波形图1(耦合系数k为0.3，负载由20Ω以20Ω步长增加至60Ω时)。图5为本发明实施例中恒压及效率优化控制方法的输出负载电压Vout和输出负载电流Iout仿真波形图2(耦合系数k为0.1，负载由20Ω以20Ω步长增加至60Ω时)。图6为本发明实施例中恒压及效率优化控制方法的逆变器输出电压和原边电流波形图1(耦合系数k为0.3，负载为20Ω)。图7为本发明实施例中恒压及效率优化控制方法的逆变器输出电压和原边电流波形图2(耦合系数k为0.3，负载为60Ω)。图8为本发明实施例中恒压及效率优化控制方法的逆变器输出电压和原边电流波形图3(耦合系数k为0.1，负载为20Ω)。图9为本发明实施例中恒压及效率优化控制方法的逆变器输出电压和原边电流波形图4(耦合系数k为0.1，负载为60Ω)。

[0060] 本发明实施例中恒压及效率优化控制方法的输出负载电压Vout和输出负载电流Iout波形，如图4和图5所示。本发明实施例中恒压及效率优化控制方法的逆变器输出电压和原边电流波形，如图6、图7、图8和图9所示。可以看到，耦合系数由0.3减小为0.1，负载由20Ω以20Ω步长增加至60Ω时，均可以实现输出电压恒定为324V。耦合系数由0.3减小为0.1时，开关频率减小，负载由20Ω增加至60Ω时，原边电流减小，逆变器输出电压与原边电流之间相角基本为10°。