一种适用于单相级联变换器的多维均压空间矢量调制方法

摘要

一种适用于单相级联变换器的多维均压空间矢量调制方法，属于电力电子技术领域。本发明提出的多维均压空间矢量调制方法适用于AC‑DC整流器包括n个级联的子模块的单相级联变换器，将n个子模块的端口电压对应的标幺化值组成模块间矢量，利用两个相邻矢量合成参考矢量分别作用在模块间矢量上，在进行模块间均压时，按照子模块的端口电压与平均电压的误差绝对值排序进行均压，在模块间均压完成后还可以进一步进行模块内的均压。本发明保留了所有冗余矢量，不会影响均压效果且端口电平无越级跳变，具有较好的均压能力和均压效果，降低了开关频率，减少了开关损耗，具有较好的稳定性和可靠性，能够适用于多子模块的变换器。

权利要求

1.一种适用于单相级联变换器的多维均压空间矢量调制方法，所述单相级联变换器中的AC‑DC整流器包括n个级联的子模块，其中n为正整数；其特征在于，所述多维均压空间矢量调制方法包括如下步骤：

步骤一、将所述n个子模块的端口电压对应的标幺化值组成矢量，初始时刻将所述n个子模块的端口电压对应的标幺化值全设为0；

步骤二、将所述单相级联变换器的交流侧输出调制波作为参考矢量Vref，利用两个相邻矢量合成所述参考矢量Vref；将所述两个相邻矢量中电平值较大的一个定义为大矢量Vmax，将所述两个相邻矢量中电平值较小的一个定义为小矢量Vmin，所述大矢量Vmax的电平值kmax和小矢量Vmin的电平值kmin的计算方法如式(1)：*

其中floor为向下取整函数，Vref为所述参考矢量Vref的标幺值；

当所述单相级联变换器的交流侧输出调制波大于所述单相级联变换器的三角载波时，将所述小矢量Vmin作为所述n个子模块的端口电压对应的标幺化值组成的矢量，小矢量Vmin作用时间为Tmin；

当所述单相级联变换器的交流侧输出调制波小于所述单相级联变换器的三角载波时，将所述大矢量Vmax作为所述n个子模块的端口电压对应的标幺化值组成的矢量，大矢量Vmax作用时间为Tmax；

则

Ts为一个调制周期；

步骤三、分别计算所述n个子模块的直流侧输出电压与平均电压的误差，所述平均电压为将所述n个子模块的直流侧输出电压之和除以n得到的电压值；

步骤四、将步骤三中得到的所述n个子模块的误差取绝对值后按从大到小的顺序进行排列；

步骤五、按照步骤四排列的顺序，从误差绝对值最大的子模块开始均压，直到将误差绝对值最小的子模块均压后完成一个调制周期内的模块间均压，并返回步骤三进行下一个调制周期内的模块间均压；

将误差取绝对值为第i大的子模块定义为第i个子模块，前n‑1个子模块中对第i个子模块进行均压的具体方法为：

首先判断该调制周期内未进行模块间均压时所述n个子模块的总端口电平与所述小矢量Vmin的电平值kmin的关系，

当该调制周期内未进行模块间均压时所述n个子模块的总端口电平等于所述小矢量Vmin的电平值kmin时，若第i个子模块的直流侧输出电压Vdci大于平均电压Vave，且所述单相级联逆变器的输入电流小于0，或第i个子模块的直流侧输出电压Vdci小于平均电压Vave，且所述单相级联逆变器的输入电流大于0，将第i个子模块的端口电平Qi增大一个单位电压值；

当该调制周期内未进行模块间均压时所述n个子模块的总端口电平不等于所述小矢量Vmin的电平值kmin时，若第i个子模块的直流侧输出电压Vdci大于平均电压Vave，且所述单相级联逆变器的输入电流大于0，或第i个子模块的直流侧输出电压Vdci小于平均电压Vave，且所述单相级联逆变器的输入电流小于0，将第i个子模块的端口电平Qi减小一个单位电压值；

否则将第i个子模块的端口电平Qi保持不变；

在对第i个子模块进行均压时，所述第i个子模块的端口电平Qi需满足式(3)：max[k‑2(n‑i)‑Q1‑Q2‑...‑Qi‑1,‑2]≤Qi≤min[k+2(n‑i)‑Q1‑Q2‑...‑Qi‑1,2]   (3)其中max为取最大值函数，min为取最小值函数，k为将所述第i个子模块进行均压后的所述n个子模块的总端口电平；

对第n个子模块的均压方法为：

首先判断该调制周期内未进行模块间均压时所述n个子模块的总端口电平与所述参考*

矢量的标幺值为Vref的关系，当所述n个子模块的总端口电平大于所述参考矢量的标幺值*

为Vref时，将所述小矢量Vmin的电平值kmin减去前n‑1个子模块经过均压之后的端口电平作为第n个子模块的目标端口电平，当该调制周期内未进行模块间均压时所述n个子模块的总*

端口电平不大于所述参考矢量的标幺值为Vref时，将所述大矢量Vmax的电平值kmax减去前n‑

1个子模块经过均压之后的端口电平作为第n个子模块的目标端口电平；随后对所述第n个子模块未均压时的端口电平进行处理使得第n个子模块均压之后的端口电平等于所述第n个子模块的目标端口电平。

2.根据权利要求1所述的适用于单相级联变换器的多维均压空间矢量调制方法，其特征在于，每个所述子模块包括两个桥臂，每个所述桥臂包括依次串联的第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，以及接在第一开关管和第二开关管的串联点以及第三开关管和第四开关管的串联点之间的串联的第一二极管和第二二极管；

每个所述桥臂包括三种开关状态，开关状态A表示所述桥臂中第一开关管和第二开关管导通，第三开关管和第四开关管关断；开关状态B表示所述桥臂中第二开关管和第三开关管导通，第一开关管和第四开关管关断；开关状态C表示所述桥臂中第三开关管和第四开关管导通，第一开关管和第二开关管关断；

将所述子模块的两个桥臂分别记为左桥臂和右桥臂，每个所述子模块包括九种开关状态组合，分别是AC、AB、BC、CC、BB、AA、CB、BA和CA，其中AC表示左桥臂处于开关状态A、右桥臂处于开关状态C；AB表示左桥臂处于开关状态A、右桥臂处于开关状态B；BC表示左桥臂处于开关状态B、右桥臂处于开关状态C；CC表示左桥臂处于开关状态C、右桥臂处于开关状态C；

BB表示左桥臂处于开关状态B、右桥臂处于开关状态B；AA表示左桥臂处于开关状态A、右桥臂处于开关状态A；CB表示左桥臂处于开关状态C、右桥臂处于开关状态B；BA表示左桥臂处于开关状态B、右桥臂处于开关状态A；CA表示左桥臂处于开关状态C、右桥臂处于开关状态A；所述九种开关状态组合对应的所述子模块的端口电平分别为2E、E、E、0、0、0、‑E、‑E和‑

2E，对应的标幺化值分别为2、1、1、0、0、0、‑1、‑1和‑2，其中E为所述一个单位电压值。

3.根据权利要求2所述的适用于单相级联变换器的多维均压空间矢量调制方法，其特征在于，所述子模块内包括接在所述子模块直流侧输出端的串联的第一电容和第二电容，且第一电容和第二电容的串联点与所述子模块的每个桥臂中第一二极管和第二二极管的串联点连接在一起；在一个调制周期内完成模块间均压后，所述n个子模块各自进行模块内均压，每个所述子模块的模块内均压的具体方法如下：当所述子模块的端口电平为E，且所述子模块中第一电容两端电压大于第二电容两端电压时，若所述单相级联逆变器的输入电流大于0，所述子模块选择开关状态组合BC直到第一电容两端电压与第二电容两端电压相等；若所述单相级联逆变器的输入电流小于0，所述子模块选择开关状态组合AB直到第一电容两端电压与第二电容两端电压相等；

当所述子模块的端口电平为E，且所述子模块中第一电容两端电压小于第二电容两端电压时，若所述单相级联逆变器的输入电流大于0，所述子模块选择开关状态组合AB直到第一电容两端电压与第二电容两端电压相等；若所述单相级联逆变器的输入电流小于0，所述子模块选择开关状态组合BC直到第一电容两端电压与第二电容两端电压相等；

当所述子模块的端口电平为‑E，且所述子模块中第一电容两端电压大于第二电容两端电压时，若所述单相级联逆变器的输入电流大于0，所述子模块选择开关状态组合BA直到第一电容两端电压与第二电容两端电压相等；若所述单相级联逆变器的输入电流小于0，所述子模块选择开关状态组合CB直到第一电容两端电压与第二电容两端电压相等；

当所述子模块的端口电平为‑E，且所述子模块中第一电容两端电压小于第二电容两端电压时，若所述单相级联逆变器的输入电流大于0，所述子模块选择开关状态组合CB直到第一电容两端电压与第二电容两端电压相等；若所述单相级联逆变器的输入电流小于0，所述子模块选择开关状态组合BA直到第一电容两端电压与第二电容两端电压相等。

说明书

一种适用于单相级联变换器的多维均压空间矢量调制方法

技术领域

[0001] 本发明属于电力电子技术领域，涉及一种适用于单相级联变换器的多维均压空间矢量调制方法，具体涉及一种单相三电平H桥多子模块级联变换器的调制方法，尤其是在以
FPGA、DSP等数字芯片为控制芯片的调制方法的应用中。

背景技术

[0002] 基于单相三电平H桥多子模块级联多电平的电力电子牵引变压器(PETT)能够实现牵引变压器的小型、轻量化且动静态性能优异，是新一代车载电力牵引系统的发展方向。
PETT的拓扑结构如图1所示，主要包含网侧单相AC‑DC整流器、中频DC‑DC变换器、机侧三相
DC‑AC变换器。由于AC‑DC整流器直接接入单相高压牵引网中，其拓扑结构采用耐压高的三
电平H桥结构以减少级联子模块以及中频变压器的个数，降低PETT系统的体积重量。

[0003] 子模块内和子模块间的电压均衡是该变换器正常工作的前提。传统的辅助电路均压方式成本高、损耗大，因此通过控制和调制方式实现均压是一种较好的选择。基于PI控制
器的均压策略实现了多个子模块直流侧的均压且扩展简单，但在调制度高时均压能力有
限、子模块带重载时容易饱和，严重限制了其应用范围。调制均压的策略是在空间矢量调制
中通过选择不同冗余矢量来改变直流侧电容充放电的方向以达到直流侧电压均衡的效果。
由于其具有电压利用率高、数字化实现容易、输出波形质量好、均压能力强等优点，成为现
在的研究热点。

[0004] 目前，子模块内均压算法能够利用冗余开关状态很好地解决。而对于子模块间均压算法，基于整体能量分配的方法虽具有较强的均压效果，但会导致开关动作时子模块端
口电平越级跳变，从而导致桥臂开关管冲击大，容易引起调制失调、增加系统开关频率和开
关损耗。为避免这一问题需要舍去较多的冗余状态，但是这样会影响均压的效果。

[0005] 同时，随着子模块数的增加，矢量数目急剧增加，算法实现的复杂度也急剧增加，因此近年来对单相三电平H桥多子模块级联变换器的研究多数局限在两子模块。

发明内容

[0006] 针对上述传统的子模块内和子模块间的均压方式在均压能力、均压效果等方面的问题，本发明提出了一种适用于单相级联变换器的多维均压空间矢量调制方法，保留了所
有冗余矢量，不会影响均压效果且端口电平无越级跳变，具有较好的均压能力和均压效果，
降低了开关频率，减少了开关损耗，具有较好的稳定性和可靠性，能够适用于多子模块的变
换器。

[0007] 本发明的技术方案为：

[0008] 一种适用于单相级联变换器的多维均压空间矢量调制方法，所述单相级联变换器中的AC‑DC整流器包括n个级联的子模块，其中n为正整数；所述多维均压空间矢量调制方法
包括如下步骤：

[0009] 步骤一、将所述n个子模块的端口电压对应的标幺化值组成矢量，初始时刻将所述n个子模块的端口电压对应的标幺化值全设为0；

[0010] 步骤二、将所述单相级联变换器的交流侧输出调制波作为参考矢量Vref，利用两个相邻矢量合成所述参考矢量Vref；将所述两个相邻矢量中电平值较大的一个定义为大矢量
Vmax，将所述两个相邻矢量中电平值较小的一个定义为小矢量Vmin，所述大矢量Vmax的电平值
kmax和小矢量Vmin的电平值kmin的计算方法如式(1)：

[0011]

[0012] 其中floor为向下取整函数，V*ref为所述参考矢量Vref的标幺值；

[0013] 当所述单相级联变换器的交流侧输出调制波大于所述单相级联变换器的三角载波时，将所述小矢量Vmin作为所述n个子模块的端口电压对应的标幺化值组成的矢量，小矢
量Vmin作用时间为Tmin；

[0014] 当所述单相级联变换器的交流侧输出调制波小于所述单相级联变换器的三角载波时，将所述大矢量Vmax作为所述n个子模块的端口电压对应的标幺化值组成的矢量，大矢
量Vmax作用时间为Tmax；

[0015] 则

[0016]

[0017] Ts为一个调制周期；

[0018] 步骤三、分别计算所述n个子模块的直流侧输出电压与平均电压的误差，所述平均电压为将所述n个子模块的直流侧输出电压之和除以n得到的电压值；

[0019] 步骤四、将步骤三中得到的所述n个子模块的误差取绝对值后按从大到小的顺序进行排列；

[0020] 步骤五、按照步骤四排列的顺序，从误差绝对值最大的子模块开始均压，直到将误差绝对值最小的子模块均压后完成一个调制周期内的子模块间均压，并返回步骤三进行下
一个调制周期内的子模块间均压；

[0021] 将误差取绝对值为第i大的子模块定义为第i个子模块，前n‑1个子模块中对第i个子模块进行均压的具体方法为：

[0022] 首先判断该调制周期内未进行子模块间均压时所述n个子模块的总端口电平与所述小矢量Vmin的电平值kmin的关系，

[0023] 当该调制周期内未进行子模块间均压时所述n个子模块的总端口电平等于所述小矢量Vmin的电平值kmin时，若第i个子模块的直流侧输出电压Vdci大于平均电压Vave，且所述单
相级联逆变器的输入电流小于0，或第i个子模块的直流侧输出电压Vdci小于平均电压Vave，
且所述单相级联逆变器的输入电流大于0，将第i个子模块的端口电平Qi增大一个单位电压
值；

[0024] 当该调制周期内未进行子模块间均压时所述n个子模块的总端口电平不等于所述小矢量Vmin的电平值kmin时，若第i个子模块的直流侧输出电压Vdci大于平均电压Vave，且所述
单相级联逆变器的输入电流大于0，或第i个子模块的直流侧输出电压Vdci小于平均电压
Vave，且所述单相级联逆变器的输入电流小于0，将第i个子模块的端口电平Qi减小一个单位
电压值；

[0025] 否则将第i个子模块的端口电平Qi保持不变；

[0026] 在对第i个子模块进行均压时，所述第i个子模块的端口电平Qi需满足式(3)：

[0027] max[k‑2(n‑i)‑Q1‑Q2‑...‑Qi‑1,‑2]≤Qi≤min[k+2(n‑i)‑Q1‑Q2‑...‑Qi‑1,2]   (3)

[0028] 其中max为取最大值函数，min为取最小值函数，k为将所述第i个子模块进行均压后的所述n个子模块的总端口电平；

[0029] 对第n个子模块的均压方法为：

[0030] 首先判断该调制周期内未进行子模块间均压时所述n个子模块的总端口电平与所*
述参考矢量的标幺值为V ref的关系，当所述n个子模块的总端口电平大于所述参考矢量的
*
标幺值为Vref时，将所述小矢量Vmin的电平值kmin减去前n‑1个子模块经过均压之后的端口
电平作为第n个子模块的目标端口电平，当该调制周期内未进行子模块间均压时所述n个子
*
模块的总端口电平不大于所述参考矢量的标幺值为Vref时，将所述大矢量Vmax的电平值kmax
减去前n‑1个子模块经过均压之后的端口电平作为第n个子模块的目标端口电平；随后对所
述第n个子模块未均压时的端口电平进行处理使得第n个子模块均压之后的端口电平等于
所述第n个子模块的目标端口电平。

[0031] 具体的，每个所述子模块包括两个桥臂，每个所述桥臂包括依次串联的第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，以及接在第一开关管和第二开关管的串联点以
及第三开关管和第四开关管的串联点之间的串联的第一二极管和第二二极管；

[0032] 每个所述桥臂包括三种开关状态，开关状态A表示所述桥臂中第一开关管和第二开关管导通，第三开关管和第四开关管关断；开关状态B表示所述桥臂中第二开关管和第三
开关管导通，第一开关管和第四开关管关断；开关状态C表示所述桥臂中第三开关管和第四
开关管导通，第一开关管和第二开关管关断；

[0033] 将所述子模块的两个桥臂分别记为左桥臂和右桥臂，每个所述子模块包括九种开关状态组合，分别是AC、AB、BC、CC、BB、AA、CB、BA和CA，其中AC表示左桥臂处于开关状态A、右
桥臂处于开关状态C；AB表示左桥臂处于开关状态A、右桥臂处于开关状态B；BC表示左桥臂
处于开关状态B、右桥臂处于开关状态C；CC表示左桥臂处于开关状态C、右桥臂处于开关状
态C；BB表示左桥臂处于开关状态B、右桥臂处于开关状态B；AA表示左桥臂处于开关状态A、
右桥臂处于开关状态A；CB表示左桥臂处于开关状态C、右桥臂处于开关状态B；BA表示左桥
臂处于开关状态B、右桥臂处于开关状态A；CA表示左桥臂处于开关状态C、右桥臂处于开关
状态A；所述九种开关状态组合对应的所述子模块的端口电平分别为2E、E、E、0、0、0、‑E、‑E
和‑2E，对应的标幺化值分别为2、1、1、0、0、0、‑1、‑1和‑2，其中E为所述一个单位电压值。

[0034] 具体的，所述子模块内包括接在所述子模块直流侧输出端的串联的第一电容和第二电容，且第一电容和第二电容的串联点与所述子模块的每个桥臂中第一二极管和第二二
极管的串联点连接在一起；在一个调制周期内完成子模块间均压后，所述n个子模块各自进
行子模块内均压，每个所述子模块的子模块内均压的具体方法如下：

[0035] 当所述子模块的端口电平为E，且所述子模块中第一电容两端电压大于第二电容两端电压时，若所述单相级联逆变器的输入电流大于0，所述子模块选择开关状态组合BC直
到第一电容两端电压与第二电容两端电压相等；若所述单相级联逆变器的输入电流小于0，
所述子模块选择开关状态组合AB直到第一电容两端电压与第二电容两端电压相等；

[0036] 当所述子模块的端口电平为E，且所述子模块中第一电容两端电压小于第二电容两端电压时，若所述单相级联逆变器的输入电流大于0，所述子模块选择开关状态组合AB直
到第一电容两端电压与第二电容两端电压相等；若所述单相级联逆变器的输入电流小于0，
所述子模块选择开关状态组合BC直到第一电容两端电压与第二电容两端电压相等；

[0037] 当所述子模块的端口电平为‑E，且所述子模块中第一电容两端电压大于第二电容两端电压时，若所述单相级联逆变器的输入电流大于0，所述子模块选择开关状态组合BA直
到第一电容两端电压与第二电容两端电压相等；若所述单相级联逆变器的输入电流小于0，
所述子模块选择开关状态组合CB直到第一电容两端电压与第二电容两端电压相等；

[0038] 当所述子模块的端口电平为‑E，且所述子模块中第一电容两端电压小于第二电容两端电压时，若所述单相级联逆变器的输入电流大于0，所述子模块选择开关状态组合CB直
到第一电容两端电压与第二电容两端电压相等；若所述单相级联逆变器的输入电流小于0，
所述子模块选择开关状态组合BA直到第一电容两端电压与第二电容两端电压相等。

[0039] 与现有技术相比，本发明有益效果是：

[0040] 1、保证了各子模块电平变化不发生越级跳变，降低了开关频率，减少开关损耗与提高系统稳定性与可靠性；保留了所有冗余矢量，通过合理利用所有的冗余矢量，最终选择
到均压能力最强的矢量。

[0041] 2、本发明提出的方法中的矢量是根据均压规律计算得到的，不需要进行矢量的罗列和选择，因为具有较强的扩展性，可以扩展到多个子模块。

[0042] 3、用过求取绝对误差|ΔVdcn|并按降序排序的方法，优先选择电压不平衡程度大的子模块进行均压，减少了各子模块不平衡电压的比较次数，提高该算法的均压能力，同时
也便于算法的扩展。

附图说明

[0043] 图1是基于单相三电平H桥级联多电平变换器的PETT拓扑结构示意图。

[0044] 图2是单个子模块中两个桥臂的开关状态二维分布及子模块内电压不平衡的均压路径示意图。

[0045] 图3是两子模块级联变换器的矢量二维分布及子模块间电压不平衡的均压路径示意图。

[0046] 图4是多子模块级联变换器的矢量三维分布及子模块间电压不平衡的均压路径示意图。

[0047] 图5是两子模块级联变换器的均压流程示意图。

[0048] 图6是多子模块级联变换器的均压流程示意图。

[0049] 图7是三段式空间矢量调制图。

具体实施方式

[0050] 下面结合附图和具体实施例详细描述本发明。

[0051] 本发明提出的多维均压空间矢量调制方法适用于单相级联变换器，单相级联变换器包含网侧单相AC‑DC整流器、中频DC‑DC变换器和机侧三相DC‑AC变换器，其中网侧单相
AC‑DC整流器包括n个级联的子模块，n为正整数，其中第j个子模块的端口电平Qj为Vajbj，其
直流侧输出电压为Vdcj，j为正整数且j∈[1，n]。

[0052] 一些实施例中，子模块采用H桥形式，每个子模块包括两个桥臂，每个桥臂包括依次串联的第一开关管Smj1、第二开关管Smj2、第三开关管Smj3和第四开关管Smj4，以及接在第一
开关管Smj1和第二开关管Smj2的串联点以及第三开关管Smj3和第四开关管Smj4的串联点之间
的串联的第一二极管Dmj1和第二二极管Dmj2，子模块内还包括接在子模块直流侧输出端的串
联的第一电容Cj1和第二电容Cj2，且第一电容Cj1和第二电容Cj2的串联点与子模块的每个桥
臂中第一二极管Dmj1和第二二极管Dmj2的串联点连接在一起；其中m＝a或b分别表示第一桥
臂和第二桥臂，j＝1、2、……、n表示第j个子模块。

[0053] 每个桥臂包括三种开关状态，开关状态A表示桥臂中第一开关管和第二开关管导通，第三开关管和第四开关管关断；开关状态B表示桥臂中第二开关管和第三开关管导通，
第一开关管和第四开关管关断；开关状态C表示桥臂中第三开关管和第四开关管导通，第一
开关管和第二开关管关断；则每个子模块包括九种开关状态组合，分别是AC、AB、BC、CC、BB、
AA、CB、BA和CA，九种开关状态组合对应的子模块的端口电平分别为2E、E、E、0、0、0、‑E、‑E
和‑2E，对应的标幺化值Wi分别为2、1、1、0、0、0、‑1、‑1和‑2，其中E为一个单位电压值。

[0054] 以级联的第一个子模块为例，如图1所示，第一桥臂中包括四个开关管Sa11、Sa12、Sa13、Sa14以及两个箝位二极管Da11和Da12，第二桥臂包括四个开关管Sb11、Sb12、Sb13、Sb14以及两
个箝位二极管Db11和Db12，Sa12、Sa13的串联点与Sb12、Sb13的串联点之间的电压为第一个子模块
的端口电平。第一个子模块的开关状态组合为CA时，第一桥臂的开关管Sa13、Sa14导通，Sa11、
Sa12关断，第二桥臂的开关管Sb11、Sb12导通，Sb13、Sb14关断，此时第一个子模块对应的端口电
平为2E，标幺化值为2。

[0055] 本发明中将n个子模块的端口电压对应的标幺化值组成矢量形式(W1、W2、……、Wn)作为子模块间的矢量，初始时刻令(W1、W2、……、Wn)＝(0、0、……、0)，随后将单相级联
变换器的交流侧输出调制波作为参考矢量Vref，利用两个相邻矢量合成参考矢量Vref，参考
*
矢量Vref的标幺值为Vref＝Vref/E，E为一个单位电压值；将两个相邻矢量中电平值更大的一
个定义为大矢量Vmax，将两个相邻矢量中电平值更小的一个定义为小矢量Vmin，大矢量Vmax的
电平值kmax和小矢量Vmin的电平值kmin的计算方法如式(4)：

[0056]

[0057] 其中floor为向下取整函数；

[0058] 根据冲量守恒原理计算大矢量Vmax、小矢量Vmin的作用时间Tmax、Tmin，并采用三段式空间矢量调制波形进行时间分配。如图7所示，当单相级联变换器的交流侧输出调制波大于
单相级联变换器的三角载波时，将小矢量Vmin作为n个子模块的端口电压对应的标幺化值组
成的矢量，小矢量Vmin作用时间为Tmin；当单相级联变换器的交流侧输出调制波小于单相级
联变换器的三角载波时，将大矢量Vmax作为n个子模块的端口电压对应的标幺化值组成的矢
量，大矢量Vmax作用时间为Tmax。则

[0059]

[0060] Ts为一个调制周期。

[0061] 以两子模块为例，当单相级联变换器的交流侧输出调制波大于单相级联变换器的三角载波时，将小矢量Vmin作为n个子模块的端口电压对应的标幺化值组成的矢量，若小矢
量Vmin为(0，1)，则将第一个子模块的端口电平设为0，第二个子模块的端口电平设为E，第一
个子模块的开关状态组合可能为CC、BB或AA，第二个子模块可能出现的开关状态组合为AB
或BC。直到单相级联变换器的交流侧输出调制波小于单相级联变换器的三角载波，此时将
大矢量Vmax作为n个子模块的端口电压对应的标幺化值组成的矢量，若大矢量为(2，1)，则将
第一个子模块的端口电平设为2E，第二个子模块的端口电平设为E，第一个子模块的开关状
态组合为AC，第二个子模块可能出现的开关状态组合为AB或BC，一个调制周期Ts内，大矢量
Vmax总的作用时间为Tmax，小矢量Vmin总的作用时间为Tmin。

[0062] 下面以单相级联变换器的AC‑DC整流器包括两个子模块为例详细描述本实施例的工作过程，如图5所示，包括如下步骤：

[0063] 步骤一、将两个子模块的端口电平标幺值组成的矢量(W1，W2)初始化为(0，0)。

[0064] 步骤二、利用两个相邻的大矢量Vmax和小矢量Vmin合成参考矢量Vref。

[0065] 步骤三、计算两个子模块的误差，两个子模块的直流侧输出电压分别是Vdc1和Vdc2，平均电压 则两个子模块的误差分别是ΔVdc1＝Vdc1‑Vave，ΔVdc2＝
Vdc2‑Vave。

[0066] 步骤四、比较两个误差的绝对值|ΔVdc1|和|ΔVdc2|，按误差的绝对值大小进行排序。

[0067] 步骤五、将误差的绝对值更大的子模块作为优先均压的对象依次进行均压，从误差绝对值最大的子模块开始均压，直到将误差绝对值最小的子模块均压后完成一个调制周
期内的子模块间均压，并将均压后的子模块的端口电平返回步骤三进行下一个调制周期内
的子模块间均压，这样做可以使得比较次数最大程度减少。

[0068] 定义误差绝对值最大的子模块未均压时的端口电压为Q1now，另一个子模块未均压时的端口电压为Q2now，当|ΔVdc1|>|ΔVdc2|时，|ΔVdc1|对应的子模块的端口电压为Q1now，|Δ
Vdc2|对应的子模块的端口电压为Q2now，则两个子模块的端口电平标幺值组成的矢量(W1，W2)
＝(Q1now，Q2now)；当|ΔVdc2|>|ΔVdc1|时，|ΔVdc2|对应的子模块的端口电压为Q1now，|ΔVdc1|
对应的子模块的端口电压为Q2now，则两个子模块的端口电平标幺值组成的矢量(W1，W2)＝
(Q2now，Q1now)。

[0069] 首先对端口电压为Q1now的子模块进行均压，该子模块进行均压后的端口电压为Q1next，判断该调制周期内未进行子模块间均压时两个子模块的端口电压之和Q1now+Q2now与
小矢量Vmin的电平值kmin的关系，当kmin＝Q1now+Q2now时，若端口电压为Q1now的子模块的直流侧
输出电压大于平均电压，且单相级联逆变器的输入电流is小于0，或端口电压为Q1now的子模
块的直流侧输出电压小于平均电压，且单相级联逆变器的输入电流is大于0，将端口电压为
Q1now的子模块的端口电平增大一个单位电压值得到该子模块均压后的端口电平Q1next，端口
电压为Q1now的变化量Q1step为+1。当kmin≠Q1now+Q2now时，若端口电压为Q1now的子模块的直流侧
输出电压大于平均电压，且单相级联逆变器的输入电流is大于0，或端口电压为Q1now的子模
块的直流侧输出电压小于平均电压，且单相级联逆变器的输入电流is小于0，将端口电压为
Q1now的子模块的端口电平减小一个单位电压值得到该子模块均压后的端口电平Q1next，端口
电压为Q1now的变化量Q1step为‑1。除了上述情况之外，均保持端口电压为Q1now的子模块的端
口电平，端口电压为Q1now的变化量Q1step为0，Q1next＝Q1now+Q1step。

[0070] 然后再对端口电压为Q2now的子模块进行均压，该子模块进行均压后的端口电压为Q2next，首先判断该调制周期内未进行子模块间均压时两个子模块的端口电压之和Q1now+
* *
Q2now与参考矢量的标幺值为V ref的关系，当Q1now+Q2now>Vreff时，将小矢量Vmin的电平值kmin减
*
去Q1next作为该子模块的目标端口电平即Q2next；当不满足Q1now+Q2now>Vreff时，将大矢量Vmax的
电平值kmax减去Q1next作为该子模块的目标端口电平；随后对该子模块未均压时的端口电平
Q2now进行处理得到目标端口电平Q2next，通过调整子模块内开关管的开关状态组合得到均压
后的端口电平。

[0071] 根据均压规则，由于各子模块级联输入电流相等，在子模块直流侧输出电压不平衡的前提下，通过改变对应子模块输入侧的端口电压使直流电压均衡。当|ΔVdc1|>|ΔVdc2
|，可提高|ΔVdc2|对应的子模块的端口电压使Vdc2上升，或者降低|ΔVdc1|对应的子模块的
端口电压使Vdc1下降。为确保矢量平滑过渡，降低均压过程中开关管的动作次数，子模块的
端口与每次变化数值为1。

[0072] 如图3所示是两子模块级联变换器的矢量二维分布及子模块间电压不平衡的均压路径示意图，将模块1、模块2的电平数分别作为正交坐标系的x轴和y轴，其45度投影将变换
器总电平数划分成8个区域Ⅰ～Ⅷ，分别对应直线坐标轴[‑4，‑3]，[‑3，‑2]，[‑2，‑1]，[‑1，
0]，[0，1]，[1，2]，[2，3]，[3，4]，具体分布如图3所示。可看出，矢量表示此时可定义为(W1，
W2)＝(x，y)。在不同电平上(除‑4E和4E)有不同取值的冗余矢量，如图3所示。该冗余矢量表
示为：如果端口总电平的标幺值为3，则冗余矢量为(1，2)和(2，1)，1与2表示模块1与模块2
输出端口电压标幺值，它们相加为3。利用这些冗余矢量可以实现多个模块直流侧电压的均
衡。当交流侧电流is>0时，若Vdcj>Vave则需要降低VAjBj的输出电平以降低Vdcj，若Vdcj要升高VAjBj的输出电平以提高Vdcj。若is<0，则电平的变化相反。例如，当Vref在区间Ⅴ、t0时
刻作用矢量为小矢量V0(0，0)且|ΔVdc1|>|ΔVdc2|时，kmax＝1、kmin＝0，xnow＝ynow＝0。根据直
流电压的不同，矢量变化将出现两种路径P1、P2，以图3中路径P1举例，此时is>0、Vdc1>Vave或
is<0、Vdc1为0，作用矢量为V1(1，0)。t2时刻TPWM为下降沿，Q1step为0，t2时刻输出Q1next为1，由于k＝kmin
＝0，所以Q2next为‑1，作用矢量为V2(1，‑1)。按同样的方法可以计算任意时刻的作用矢量，但
由于x，y范围限制，最后矢量将在区间Ⅴ的2个下边界(2，‑1)、(2，‑2)变化。需要注意的是，
实际工作中直流电压的状态是不断变化的，因此矢量变化路径会不断改变，但在每次下一
个矢量的选择中，都是在相邻矢量中选择，因此没有矢量越级跳变的发生。同时在矢量的变
化中，图3中每个矢量点都有可能会被选择到，因此没有冗余矢量的舍弃，并最终会选择到
均压能力最强的矢量。具体过渡路径如图3箭头所示，不同的箭头表示不同电压不平衡情况
下，该算法的均压路径。

[0073] 同理，对单相级联变换器的AC‑DC整流器包括n个子模块的调制如图6所示，对n个子模块全部完成均匀之后，得到均压后的端口电平如式(6)，

[0074]

[0075] knext为均压后n个子模块的总端口电平，每个子模块的端口电平取值范围受限于其上级子模块端口电平。

[0076] 将子模块间矢量(W1、W2、……、Wn)在初始时刻为0，随后将为均压的子模块的端口电平按误差绝对值进行排序得到(Q1now、Q2now、……、Qnnow)并分配给子模块间矢量(W1、
W2、……、Wn)，随后将子模块间矢量(W1、W2、……、Wn)更新为进行均匀之后的端口电平
(Q1next、Q2next、……、Qnnext)作为下一个调制周期初始时刻的n个子模块端口电平。

[0077] 确保矢量平滑过渡，降低均压过程中开关管的动作次数，子模块的端口电压的标幺值每次变化数值为1。其中对均压优先级为第i位的第i个子模块进行均压的端口电平变
化量Qistep的值根据式(7)与式(8)确定。

[0078]

[0079]

[0080] 式中，ΔVQi表示第i个子模块的直流侧输出电压与平均电压的差值，Qi为第i个子模块的端口电平；将第i个子模块均压之前的端口电平定义为Qinow，将第i个子模块均压之
后的端口电平定义为Qinext，Qinext＝Qinow+Qistep。

[0081] 在一个调制周期内完成子模块间均压后，根据各子模块的端口电平选择具有均压能力的冗余开关状态以实现n个子模块各自的子模块内均压，每个子模块内包括接在子模
块直流侧输出端的串联的第一电容Cj1和第二电容Cj2，且第一电容Cj1和第二电容Cj2的串联
点与子模块的每个桥臂中第一二极管Dmj1和第二二极管Dmj2的串联点连接在一起，如图1所
示，以级联的第一个子模块为例，该子模块中第一电容C11和第二电容C12的串联点连接第一
桥臂的第一二极管Da11和第二二极管Da12的串联点以及第二桥臂的第一二极管Db11和第二二
极管Db12的串联点，每个子模块的子模块内均压的具体方法如下：

[0082] 当所述子模块的端口电平为E，E为一个单位电压值，对应子模块中单个电容的电压，且所述子模块中第一电容两端电压大于第二电容两端电压时，若所述单相级联逆变器
的输入电流大于0，所述子模块选择开关状态组合BC直到第一电容两端电压与第二电容两
端电压相等；若所述单相级联逆变器的输入电流小于0，所述子模块选择开关状态组合AB直
到第一电容两端电压与第二电容两端电压相等；

[0083] 当所述子模块的端口电平为E，且所述子模块中第一电容两端电压小于第二电容两端电压时，若所述单相级联逆变器的输入电流大于0，所述子模块选择开关状态组合AB直
到第一电容两端电压与第二电容两端电压相等；若所述单相级联逆变器的输入电流小于0，
所述子模块选择开关状态组合BC直到第一电容两端电压与第二电容两端电压相等；

[0084] 当所述子模块的端口电平为‑E，且所述子模块中第一电容两端电压大于第二电容两端电压时，若所述单相级联逆变器的输入电流大于0，所述子模块选择开关状态组合BA直
到第一电容两端电压与第二电容两端电压相等；若所述单相级联逆变器的输入电流小于0，
所述子模块选择开关状态组合CB直到第一电容两端电压与第二电容两端电压相等；

[0085] 当所述子模块的端口电平为‑E，且所述子模块中第一电容两端电压小于第二电容两端电压时，若所述单相级联逆变器的输入电流大于0，所述子模块选择开关状态组合CB直
到第一电容两端电压与第二电容两端电压相等；若所述单相级联逆变器的输入电流小于0，
所述子模块选择开关状态组合BA直到第一电容两端电压与第二电容两端电压相等。

[0086] 如图2所示是单个子模块中两个桥臂的开关状态二维分布及子模块内电压不平衡的均压路径示意图，将单个子模块的第一桥臂开关状态Sa、第二桥臂开关状态Sb分别作为正
交坐标系的x轴和y轴，其45度投影将单模块输出电平数划分成4个区域Ⅰ～Ⅳ，以开关状态A
为2，开关状态B为1，开关状态C为0，分别对应直线坐标轴[‑2，‑1]，[‑1，0]，[0，1]，[1，2]，具
体分布如图2所示。虽然矢量(Sa，Sb)在不同电平上(除‑2E和2E)有不同取值的冗余矢量，但
只有在‑E和E时，开关组合AB、BC、BA和CB即21、10、12和01会分别对电容进行充放电，即只有
开关组合AB、BC、BA和CB有模块内均压的能力。同时，开关组合CC即00必须用来产生0电平，
因为它能通过一个电平变化至任意开关组合AB、BC、BA和CB，如图2路径1与路径2所示。

[0087] 如图4所示是多模块矢量三维分布及模块间电压不平衡的均压路径，当三个子模块级联时，三个子模块的端口电平的标幺值可组成三维空间矢量图如图4(a)所示。若参考
矢量Vref在区间II中，由公式(1)计算得到kmax＝5，kmin＝4。假设ΔVdc1＞ΔVdc2＞ΔVdc3，则均
压顺序为先均级联的第一个模块电压，其次到级联的第二个模块最后到级联的第三个模
块，所以有(Q1，Q2，Q3)＝(W1，W2，W3)，Qj表示级联的第j个子模块的端口电平。当Vdc1>Vave，
is>0时，令矢量(W1，W2，W3)为(2，1，2)，则W1now＝2，W2now＝1，W3now＝2。当端口电平从5变为4
时，TPWM为下降沿，knext＝kmin＝4。先计算W1，由于Vdc1>Vave，is>0，因此Wstep＝Q1step＝‑1，则
Q1next＝1。根据式(3)Q1step在范围[0，2]内，Q1next＝1。再计算y，假设Vdc2>Vave，is>0，因此Q2step
＝‑1，则ynext＝0，由于受Q1next的影响，根据式(3)Q2next的需要限制在[1，2]内，由于0<1，因此
Q2next＝1。Q1next和Q2next计算出来后，得到Q3next＝2，因此下一次作用矢量为(1，1，2)。按照图6
的流程进一步计算下去，矢量将从(1，1，2)变为(1，2，2)，再变为(0，2，2)，和图4(b)中的轨
迹相符合。相反条件下可得图4(c)的矢量过渡路径。

[0088] 本发明提出的多维均压空间矢量调制方法，为避免电平的越级跳变要求在相邻矢量中选择下个时刻的作用矢量，即要求作用矢量从小矢量Vmin变为大矢量Vmax时，子模块端
口电平变化值Qistep为0或1。而作用矢量从大矢量Vmax变为小矢量Vmin时，Qistep值为0或‑1。所
以各子模块端口电平在均压过程中要么变化一个单位的值要么不变。同时，没有舍弃任何
冗余矢量，最终会选择到均压能力最强的矢量。另外，本发明中的矢量是根据均压规律计算
得到的，不需要进行矢量的罗列和选择，所以具有较强的灵活性和扩展性，适用于多子模块
级联变换器，具有较好的优越的性能与良好的应用前景。

[0089] 本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。