一种基于MMC的前后沿可调高压纳秒脉冲发生器

摘要

本发明公开了一种基于MMC的前后沿可调高压纳秒脉冲发生器,主要包括开关电源、控制电路、MMC主电路系统、充电电阻和高压直流电源。开关电源为控制电路供电。控制电路向MMC主电路系统发送光信号。控制信息控制MMC主电路系统中所有MOSFET开关管的通断。MMC主电路系统处于放电状态时，通过控制所有MOSFET开关管导通和关断的时序，从而控制电路中的电容进行串联放电。MMC主电路系统通过控制信息改变电容接入和退出放电回路的时序，从而对输出脉冲的前沿和后沿进行调节。所述高压直流电源为放电状态下的MMC主电路系统供电。本发明通过多电平调节的方式对纳秒脉冲的前沿和后沿进行调节，大大提高了纳秒脉冲发生器的参数可调性，对于脉冲发生器的应用具有重要意义。

权利要求

1.一种基于MMC的前后沿可调高压纳秒脉冲发生器，其特征在于：主要包括开关电源、控制电路、MMC主电路系统、充电电阻和高压直流电源；

所述开关电源为控制电路供电；

所述控制电路向MMC主电路系统发送光信号；所述光信号携带控制信息；

所述控制信息控制MMC主电路系统中所有MOSFET开关管的通断；

所述MMC主电路系统处于放电状态时，通过控制所有MOSFET开关管导通和关断的时序，从而控制电路中的电容进行串联放电；

所述MMC主电路系统输出高压纳秒脉冲；

所述MMC主电路系统通过控制信息改变电容接入和退出放电回路的时序，从而对输出脉冲的前沿和后沿进行调节；

所述MMC主电路系统处于充电状态时，电容C1、电容C2、…、电容Cn+m分别串联一个充电电阻，从而将电容C1、电容C2、…、电容Cn+m电压充电至直流电源电压；

基于MMC的前后沿可调高压纳秒脉冲发生器的电路结构如下所示：记电源正极所在的一端为G端，负极所在的一端为H端；

G端串联充电电阻Ri后接入桥臂I的第i个HB-MMC子模块的Ei端；G端串联充电电阻Rj后接入桥臂II的第j个HB-MMC子模块的Ei端；

所述MMC主电路包括2个MMC桥臂和负载RL；所述MMC主电路中具有n+m个HB-MMC子模块；

其中，n个HB-MMC子模块构成桥臂I；桥臂I中的HB-MMC子模块记为第i个HB-MMC子模块；

i＝[1，n]；

m个HB-MMC子模块构成桥臂II；桥臂II中的HB-MMC子模块记为第j个HB-MMC子模块；j＝[n+1，n+m]；

所述MMC主电路的电路结构如下所示：

桥臂I的B1端串联负载RL后接入桥臂II的Bm+n端；

桥臂I电路如下：

第1个HB-MMC子模块的B1端串联负载RL后接入第n+m个HB-MMC子模块的Bn+m端；

第i个HB-MMC子模块的Ai端接入第i+1个HB-MMC子模块的Bi+1端；第i个HB-MMC子模块的Bi端接入第i-1个HB-MMC子模块的Ai-1端；

第n个HB-MMC子模块的An端接入桥臂II中第n+1个HB-MMC子模块的An+1端；

桥臂II电路如下：

第n+1个HB-MMC子模块的Bn+1端连接第n+2个HB-MMC子模块的An+2端；

第j个HB-MMC子模块的Bj端接入第j+1个HB-MMC子模块的Aj+1端；第j个HB-MMC子模块的Aj端接入第j-1个HB-MMC子模块的Bj-1端；

i、j、m和n均为大于0的自然数；

所述高压直流电源为充电状态下的MMC主电路系统供电。

2.根据权利要求1所述的一种基于MMC的前后沿可调高压纳秒脉冲发生器，其特征在于：所述控制电路主要包括FPGA、电光转换器、光纤驱动器和光纤发射器；

所述FPGA产生2(n+m)路同步触发电信号I；所述2(n+m)路同步触发电信号I均携带控制信息；

所述电光转换器将2(n+m)路同步触发电信号I转换为2(n+m)路触发光信号；

所述光纤驱动器驱动光纤发射器发送2(n+m)路触发光信号。

3.根据权利要求1所述的一种基于MMC的前后沿可调高压纳秒脉冲发生器，其特征在于：第i个HB-MMC子模块主要包括2个驱动芯片、2个光纤接收器、2个光电转换器、储能电容Ci、MOSFET开关管Sia、MOSFET开关管Sib和两个DC-DC隔离模块；

每个所述光纤接收器接收1路触发光信号；

每个光电转换器将1路触发光信号转换为同步触发电信号II；

所述驱动芯片接收同步触发电信号II，并提取同步触发电信号II携带的控制信息；

所述控制信息控制MOSFET开关管Sia和MOSFET开关管Sib的通断；

2个所述DC-DC隔离模块分别连接储能电容Ci的两端；

第i个HB-MMC子模块的电路结构如下所示：

记MOSFET开关管Sib漏极所在的一端为Ai端，源极所在的一端为Bi端；记MOSFET开关管Sia漏极所在的一端为Ei端；

Bi端依次串联电容Ci和MOSFET开关管Sia的漏极；

MOSFET开关管Sia的栅极悬空；MOSFET开关管Sia的源极接入Ai端；MOSFET开关管Sia的源极串联MOSFET开关管Sib的漏极；

MOSFET开关管Sib的源极接入Bi端；MOSFET开关管Sib的源极串联储能电容Ci；MOSFET开关管Sib的栅极悬空；

第j个HB-MMC子模块和第i个HB-MMC子模块结构相同。

4.根据权利要求1所述的一种基于MMC的前后沿可调高压纳秒脉冲发生器，其特征在于：当所述MMC主电路系统负极性放电时，电容C1、电容C2、…、电容Cn串联对负载RL进行放电，电容Cn+1、电容Cn+1、…、电容Cn+m不参与放电；

当所述MMC主电路系统正极性放电时，电容Cn+1、电容Cn+1、…、电容Cn+m串联对负载RL进行放电，电容C1、电容C2、…、电容Cn不参与放电；

当所述MMC主电路系统充电时，电容C1、电容C2、…、电容Cn+m通过充电电阻R1、充电电阻R2、…、充电电阻Rn+m以并联的方式为直流电源充电。

5.根据权利要求1所述的一种基于MMC的前后沿可调高压纳秒脉冲发生器，其特征在于：基于MMC的前后沿可调高压纳秒脉冲发生器通过控制开关之间的导通和关断延时调节输出脉冲的前后沿。

说明书

一种基于MMC的前后沿可调高压纳秒脉冲发生器

技术领域

[0001] 本发明涉及脉冲功率技术领域，具体是一种基于MMC的前后沿可调高压纳秒脉冲发生器。

背景技术

[0002] 近年来，随着脉冲功率技术的快速发展，应用领域也在不断拓宽，脉冲功率技术在食品加工、水处理、生物医疗和等离子体技术等领域发挥着越来越重要的作用。在等离子放电领域，高频的窄脉冲电源超越直流源、kHz交流源和射频源，成为最热门的激励电源。而相关研究表明，纳秒脉冲的前后沿对于等离子体放电的效果有很大影响，因此前后沿可调纳秒脉冲发生器的研究对于等离子体放电的应用有着重要意义。

[0003] 目前传统的高压纳秒脉冲产生方法有传输线、磁开关压缩、Marx、直线型变压器器驱动源(Linear Transformer Driver,LTD)等。传统的脉冲产生方法已经可以实现对输出脉冲幅值、脉宽、频率等参数的灵活调节，但是目前很少有关于脉冲前后沿调节的相关研究。

[0004] 近年来，部分学者开始研究基于模块化多电平换流器(multilevel modular converter，MMC)结构的脉冲源。MMC结构主要应用于高压直流输电领域，但是部分学者开始将MMC结构应用于脉冲功率领域，以产生多电平输出波形。而多电平输出波形可以应用于前后沿的调节。但是目前关于MMC结构在脉冲功率技术的研究中，输出脉冲都属于μs量级，没有针对前后沿时间的相关研究。且现有的电容充电方式均存在不足：串联充电会使输出电压受到充电电压的限制，且需要增加电容电压传感器或监测程序保证电容的均压；采用变压器需要额外增加整流逆变电路；而顺序充电方式需要额外增加2个开关，且充电阶段对开关的损耗较大。

发明内容

[0005] 本发明的目的是解决现有技术中存在的问题。

[0006] 为实现本发明目的而采用的技术方案是这样的，一种基于MMC的前后沿可调高压纳秒脉冲发生器，主要包括开关电源、控制电路、MMC主电路系统、充电电阻和高压直流电源。

[0007] 所述开关电源为控制电路供电。

[0008] 所述控制电路向MMC主电路系统发送光信号。所述光信号携带控制信息。

[0009] 所述控制信息控制MMC主电路系统中所有MOSFET开关管的通断。

[0010] 所述控制电路主要包括FPGA、电光转换器、光纤驱动器和光纤发射器。

[0011] 所述FPGA产生2(n+m)路同步触发电信号I。所述2(n+m)路同步触发电信号I均携带控制信息。

[0012] 所述电光转换器将2(n+m)路同步触发电信号I转换为2(n+m)路触发光信号。

[0013] 所述光纤驱动器驱动光纤发射器发送2(n+m)路触发光信号。

[0014] 所述MMC主电路系统通过控制所有MOSFET开关管导通和关断的时序，从而控制电路中的电容进行串联放电。

[0015] 所述MMC主电路输出高压纳秒脉冲。

[0016] 所述MMC主电路通过控制信息改变电容接入和退出放电回路的时序，从而对输出脉冲的前沿和后沿进行调节。

[0017] 所述MMC主电路包括2个MMC桥臂和负载RL。所述MMC主电路中具有n+m个HB-MMC子模块。

[0018] 其中，n个HB-MMC子模块构成桥臂I。桥臂I中的HB-MMC子模块记为第i个HB-MMC子模块。i＝[1，n]。

[0019] m个HB-MMC子模块构成桥臂II。桥臂II中的HB-MMC子模块记为第j个HB-MMC子模块。j＝[n+1，n+m]。

[0020] 所述MMC主电路的电路结构如下所示：

[0021] 桥臂I的B1端串联负载RL后接入桥臂II的Bm+n端。

[0022] 桥臂I电路如下：

[0023] 第1个HB-MMC子模块的B1端串联负载RL后接入第n+m个HB-MMC子模块的Bn+m端。

[0024] 第i个HB-MMC子模块的Ai端接入第i+1个HB-MMC子模块的Bi+1端。第i个HB-MMC子模块的Bi端接入第i-1个HB-MMC子模块的Ai-1端。

[0025] 第n个HB-MMC子模块的An端接入桥臂II中第n+1个HB-MMC子模块的An+1端。

[0026] 桥臂II电路如下：

[0027] 第n+1个HB-MMC子模块的Bn+1端连接第n+2个HB-MMC子模块的An+2端。

[0028] 第j个HB-MMC子模块的Bj端接入第j+1个HB-MMC子模块的Aj+1端。第j个HB-MMC子模块的Aj端接入第j-1个HB-MMC子模块的Bj-1端。

[0029] i、j、m和n均为大于0的自然数。

[0030] 第i个HB-MMC子模块主要包括2个驱动芯片、2个光纤接收器、2个光电转换器、储能电容Ci、MOSFET开关管Sia、MOSFET开关管Sib和两个DC-DC隔离模块。

[0031] 每个所述光纤接收器接收1路触发光信号。

[0032] 每个光电转换器将1路触发光信号转换为同步触发电信号II。

[0033] 所述驱动芯片接收同步触发电信号II，并提取同步触发电信号II携带的控制信息。

[0034] 所述控制信息控制MOSFET开关管Sia和MOSFET开关管Sib的通断。

[0035] 2个所述DC-DC隔离模块连接储能电容Ci的两端。

[0036] 第i个HB-MMC子模块的电路结构如下所示：

[0037] 记MOSFET开关管Sib漏极所在的一端为Ai端，源极所在的一端为Bi端。记MOSFET开关管Sia漏极所在的一端为Ei端。

[0038] Bi端依次串联电容Ci和MOSFET开关管Sia的漏极。

[0039] MOSFET开关管Sia的栅极悬空。MOSFET开关管Sia的源极接入Ai端。MOSFET开关管Sia的源极串联MOSFET开关管Sib的漏极。

[0040] MOSFET开关管Sib的源极接入Bi端。MOSFET开关管Sib的源极串联储能电容Ci。MOSFET开关管Sib的栅极悬空。

[0041] 第j个HB-MMC子模块和第i个HB-MMC子模块结构相同。

[0042] 基于MMC的前后沿可调高压纳秒脉冲发生器的电路结构如下所示：

[0043] 记电源正极所在的一端为G端，负极所在的一端为H端。

[0044] G端串联充电电阻Ri后接入桥臂I的第i个HB-MMC子模块的Ei端。G端串联充电电阻Rj后接入桥臂II的第j个HB-MMC子模块的Ei端。

[0045] 桥臂I和桥臂II连接。

[0046] 桥臂I的B1端串联负载RL后接入桥臂II的Bm+n端。

[0047] 当所述MMC主电路系统负极性放电时，电容C1、电容C2、…、电容Cn串联对负载RL进行放电，电容Cn+1、电容Cn+1、…、电容Cn+m不参与放电。

[0048] 当所述MMC主电路系统正极性放电时，电容Cn+1、电容Cn+1、…、电容Cn+m串联对负载RL进行放电，电容C1、电容C2、…、电容Cn不参与放电。

[0049] 所述MMC主电路系统处于充电状态时电容C1、电容C2、…、电容Cn+m分别并联充电电阻R1、充电电阻R2、…、充电电阻Rn+m，从而将电容C1、电容C2、…、电容Cn+m电压充电至直流电源电压。

[0050] 所述高压直流电源为充电状态下的MMC主电路系统供电。

[0051] 基于MMC的前后沿可调高压纳秒脉冲发生器通过控制开关之间的导通和关断延时调节输出脉冲的前后沿。

[0052] 在正极性放电时，如果开关S(n+1)a-S(n+m)a同时导通与关断，则输出正脉冲的前后沿时间最短，分别为tr-min和tf-min。当在各开关之间设定导通延时，则输出脉冲的前沿会变缓。当在各开关之间设定关断延时，则输出脉冲的后会变缓。各开关之间设定的导通延时应小于最短前沿时间tr-min，设定的关断延时应小于最小前沿时间tf-min，否则输出波形会出现明显阶梯，成为多电平脉冲。

[0053] 在负极性放电时，如果开关S1a-Sna同时导通与关断，则输出负脉冲的前后沿时间最短，分别为tr-min和tf-min。当在各开关之间设定导通延时，则输出脉冲的前沿会变缓。当在各开关之间设定关断延时，则输出脉冲的后会变缓。各开关之间设定的导通延时应小于最短前沿时间tr-min，设定的关断延时应小于最小前沿时间tf-min，否则输出波形会出现明显阶梯，成为多电平脉冲。

[0054] 本发明的技术效果是毋庸置疑的。本发明体积小、可以提供足够大的充电电压，各部件间损坏小。同时本发明通过多电平调节的方式对纳秒脉冲的前后沿进行调节，大大提高了纳秒脉冲发生器的参数可调性，对于脉冲发生器的应用具有重要意义。

附图说明

[0055] 图1为第i个MMC子模块的原理图；

[0056] 图2为发生器的电路原理图；

[0057] 图3为发生器充电模式的电路原理图；

[0058] 图4为发生器正极性放电模式的电路原理图；

[0059] 图5为发生器正极性放电模式的开关控制时序图；

[0060] 图6为发生器负极性放电模式的电路原理图；

[0061] 图7为发生器负极性放电模式的开关控制时序图；

[0062] 图8为发生器双极性放电模式的开关控制时序图；

[0063] 图9为测试平台示意图；

[0064] 图10为不同充电电压下负载电压波形图；

[0065] 图11为不同脉冲宽度的负载电压波形图；

[0066] 图12为重复频率5kHz下的负载电压波形图；

[0067] 图13为不同前沿的负载电压波形图；

[0068] 图14为不同后沿的负载电压波形图。

具体实施方式

[0069] 下面结合实施例对本发明作进一步说明，但不应该理解为本发明上述主题范围仅限于下述实施例。在不脱离本发明上述技术思想的情况下，根据本领域普通技术知识和惯用手段，做出各种替换和变更，均应包括在本发明的保护范围内。

[0070] 实施例1：

[0071] 参见图1至图4，一种基于MMC的前后沿可调高压纳秒脉冲发生器，主要包括开关电源、控制电路、MMC主电路系统、充电电阻和高压直流电源。

[0072] 所述开关电源为控制电路供电。

[0073] 所述控制电路向MMC主电路系统发送光信号。所述光信号携带控制信息。所述控制信息控制MMC主电路系统中所有MOSFET开关管的通断。

[0074] 所述控制信息控制MMC主电路系统中所有MOSFET开关管的通断。

[0075] 所述控制电路主要包括FPGA、电光转换器、光纤驱动器和光纤发射器。

[0076] 所述FPGA产生2(n+m)路同步触发电信号I。所述2(n+m)路同步触发电信号I均携带控制信息。

[0077] 所述电光转换器将2(n+m)路同步触发电信号I转换为2(n+m)路触发光信号。

[0078] 所述光纤驱动器驱动光纤发射器发送2(n+m)路触发光信号。

[0079] 所述MMC主电路系统处于放电状态时，通过控制所有MOSFET开关管导通和关断的时序，从而控制电路中的电容进行串联放电。

[0080] 所述MMC主电路输出高压纳秒脉冲。

[0081] 所述MMC主电路通过控制信息改变电容接入和退出放电回路的时序，从而对输出脉冲的前沿和后沿进行调节。

[0082] 所述MMC主电路包括2个MMC桥臂和负载RL。所述MMC主电路中具有n+m个HB-MMC子模块；

[0083] 其中，n个HB-MMC子模块构成桥臂I。桥臂I中的HB-MMC子模块记为第i个HB-MMC子模块。i＝[1，n]。

[0084] m个HB-MMC子模块构成桥臂II。桥臂II中的HB-MMC子模块记为第j个HB-MMC子模块。j＝[n+1，n+m]。

[0085] 所述MMC主电路的电路结构如下所示：

[0086] 桥臂I的B1端串联负载RL后接入桥臂II的Bm+n端。

[0087] 桥臂I为上桥臂，桥臂II为下桥臂。

[0088] 桥臂I电路如下：

[0089] 第1个HB-MMC子模块的A1端连接第2个HB-MMC子模块的B2端。

[0090] 第1个HB-MMC子模块的B1端串联负载RL后接入第n+m个HB-MMC子模块的Bn+m端。

[0091] 第i个HB-MMC子模块的Ai端接入第i+1个HB-MMC子模块的Bi+1端。第i个HB-MMC子模块的Bi端接入第i-1个HB-MMC子模块的Ai-1端。

[0092] 第n个HB-MMC子模块的An端接入桥臂II中第n+1个HB-MMC子模块的An+1端。第n个HB-MMC子模块的Bn端接入桥臂I中第n-1个HB-MMC子模块的An-1端。

[0093] 桥臂II电路如下：

[0094] 第n+1个HB-MMC子模块的Bn+1端连接第n+2个HB-MMC子模块的An+2端。

[0095] 第j个HB-MMC子模块的Bj端接入第j+1个HB-MMC子模块的Aj+1端。第j个HB-MMC子模块的Aj端接入第j-1个HB-MMC子模块的Bj-1端。

[0096] i、j、m和n均为大于0的自然数。

[0097] 第i个HB-MMC子模块主要包括2个驱动芯片、2个光纤接收器、2个光电转换器、储能电容Ci、MOSFET开关管Sia、MOSFET开关管Sib和两个DC-DC隔离模块。

[0098] 每个所述光纤接收器接收1路触发光信号。

[0099] 每个光电转换器将1路触发光信号转换为同步触发电信号II。

[0100] 所述驱动芯片接收同步触发电信号II，并提取同步触发电信号II携带的控制信息。

[0101] 所述控制信息控制MOSFET开关管Sia和MOSFET开关管Sib的通断。

[0102] 2个所述DC-DC隔离模块连接储能电容Ci的两端。DC-DC隔离模块隔离输入和输出的直流电压，并对输入的直流电压值进行转换。

[0103] 第i个HB-MMC子模块的电路结构如下所示：

[0104] 记MOSFET开关管Sib漏极所在的一端为Ai端，源极所在的一端为Bi端。记MOSFET开关管Sia漏极所在的一端为Ei端。

[0105] Bi端依次串联电容Ci和MOSFET开关管Sia的漏极。

[0106] MOSFET开关管Sia的栅极悬空。MOSFET开关管Sia的源极接入Ai端。MOSFET开关管Sia的源极串联MOSFET开关管Sib的漏极。

[0107] MOSFET开关管Sib的源极接入Bi端。MOSFET开关管Sib的源极串联储能电容Ci。MOSFET开关管Sib的栅极悬空。

[0108] 第j个HB-MMC子模块、第1个HB-MMC子模块、第n+1个HB-MMC子模块和第i个HB-MMC子模块结构均相同。

[0109] 基于MMC的前后沿可调高压纳秒脉冲发生器的电路结构如下所示：

[0110] 记电源正极所在的一端为G端，负极所在的一端为H端。

[0111] G端串联充电电阻Ri后接入桥臂I的第i个HB-MMC子模块的Ei端。G端串联充电电阻Rj后接入桥臂II的第j个HB-MMC子模块的Ei端。

[0112] 桥臂I和桥臂II连接。

[0113] 桥臂I的B1端串联负载RL后接入桥臂II的Bm+n端。

[0114] 所述MMC主电路系统通过控制所有MOSFET开关管导通和关断的时序，从而控制电路中的电容进行串联放电。

[0115] 当所述MMC主电路系统充电时，所有电容通过充电电阻以并联的方式充电至直流电源电压。

[0116] 当所述MMC主电路系统负极性放电时，电容C1-Cn串联对负载进行放电，电容Cn+1-Cn+m不参与放电。

[0117] 当所述MMC主电路系统负极性放电时，电容Cn+1-Cn+m串联对负载进行放电，电容C1-Cn不参与放电。

[0118] 当所述MMC主电路系统负极性放电时，电容C1、电容C2、…、电容Cn串联对负载RL进行放电，电容Cn+1、电容Cn+1、…、电容Cn+m不参与放电。

[0119] 当所述MMC主电路系统负极性放电时，电容Cn+1、电容Cn+1、…、电容Cn+m串联对负载RL进行放电，电容C1、电容C2、…、电容Cn不参与放电。

[0120] 在正极性放电模式中，桥臂I中的开关S1a-Sna断开，开关S1b-Snb闭合。桥臂2中的开关S(n+1)b-S(n+m)b断开，开关S(n+1)a-S(n+m)a按照设定时序导通，实现对正极性脉冲的前后沿调节。

[0121] 在开关S(n+1)a-S(n+m)a之间分别设置了n+m-1个导通延时td1-td(n+m-1)，以及4个关断延时 通过设置不同的导通延时和关断延时，就可以实现对正极性脉冲前后沿的调节。

[0122] 在负极性放电模式中，桥臂II中的开关S(n+1)a-S(n+m)a断开，开关S(n+1)b-S(n+m)b闭合。桥臂1中的开关SS1b-Snb断开，开关S1a-Sna按照设定时序导通，实现对负极性脉冲的前后沿调节。

[0123] 在开关S(n+1)a-S(n+m)a之间分别设置了n+m-1个导通延时td1-td(n+m-1)，以及4个关断延时 通过设置不同的导通延时和关断延时，就可以实现对负极性脉冲前后沿的调节。

[0124] 所述MMC主电路系统处于充电状态时，电容C1、电容C2、…、电容Cn+m分别并联充电电阻R1、充电电阻R2、…、充电电阻Rn+m，从而将电容C1、电容C2、…、电容Cn+m电压充电至直流电源电压。

[0125] 所述高压直流电源为充电状态下的MMC主电路系统供电。

[0126] 基于MMC的前后沿可调高压纳秒脉冲发生器通过控制开关之间的导通和关断延时调节输出脉冲的前后沿。设置所述控制电路的输出信号，可以改变所述MMC主电路中电容接入和退出放电回路的时序，从而实现对输出脉冲前后沿的调节。

[0127] 在正极性放电时，如果开关S(n+1)a-S(n+m)a同时导通与关断，则输出正脉冲的前后沿时间最短，分别为tr-min和tf-min。当在各开关之间设定导通延时，则输出脉冲的前沿会变缓。当在各开关之间设定关断延时，则输出脉冲的后会变缓。各开关之间设定的导通延时应小于最短前沿时间tr-min，设定的关断延时应小于最小前沿时间tf-min，否则输出波形会出现明显阶梯，成为多电平脉冲。

[0128] 在负极性放电时，如果开关S1a-Sna同时导通与关断，则输出负脉冲的前后沿时间最短，分别为tr-min和tf-min。当在各开关之间设定导通延时，则输出脉冲的前沿会变缓。当在各开关之间设定关断延时，则输出脉冲的后会变缓。各开关之间设定的导通延时应小于最短前沿时间tr-min，设定的关断延时应小于最小前沿时间tf-min，否则输出波形会出现明显阶梯，成为多电平脉冲。

[0129] 实施例2：

[0130] 一种测试基于MMC的前后沿可调高压纳秒脉冲发生器的实验，主要包括以下步骤：

[0131] 1)搭建测试平台。测试平台如图9所示，主要包括高压直流电源、MMC主电路、控制电路、开关电源、电阻负载、高压探头和示波器。

[0132] MMC主电路处于放电状态时，高压直流电源为MMC主电路供电。

[0133] MMC主电路处于充电状态时，MMC主电路为高压直流电源充电。

[0134] 所述开关电源为控制电路供电。

[0135] 所述控制电路向MMC主电路系统发送光信号。所述光信号携带控制信息。

[0136] 所述控制信息控制MMC主电路系统中所有MOSFET开关管的通断。

[0137] 所述MMC主电路系统通过控制所有MOSFET开关管导通和关断的时序，从而控制电路中的电容进行串联放电。

[0138] 所述MMC主电路输出高压纳秒脉冲。

[0139] 所述MMC主电路通过控制信息改变电容接入和退出放电回路的时序，从而对输出脉冲的前沿和后沿进行调节。

[0140] 所述MMC主电路中，储能电容在本实例中选择KEMET公司的R75QR41004000J型号电容，耐压1000V，电容值为1μF。MOSFET在本实例中选择了CREE公司的C3M0065100K型号MOSFET，耐压1000V，脉冲耐流90A。驱动电路选择IXYS公司的IXDN609DI型号驱动芯片、Avago公司生产的HFBR-2412TZ型号光纤接收头，以及5V转15V的隔离供电模块。

[0141] 所述MMC主电路包括2个MMC桥臂和负载RL。所述MMC主电路中具有n+m个HB-MMC子模块；

[0142] 其中，n个HB-MMC子模块构成桥臂I。桥臂I中的HB-MMC子模块记为第i个HB-MMC子模块。i＝[1，n]。

[0143] m个HB-MMC子模块构成桥臂II。桥臂II中的HB-MMC子模块记为第j个HB-MMC子模块。j＝[n+1，n+m]。

[0144] 如图2所示，在本实例中n和m都取5，即桥臂1和桥臂2均由5个MMC子模块构成。高压直流电源Udc为市购模块，其输出的最高电压幅值1kV、最大电流幅值1.5A直流电。充电电阻R1-Rn的组织为200Ω。负载电阻选用定制的200Ω无感电阻。

[0145] 参见图3，本发明采用并联充电的方式。桥臂1中的电容通过所述高压直流电源Udc充电至-Vdc，桥臂2中的电容通过所述高压直流电源Udc充电至Vdc。电容电压可以表示如下：

[0146]

[0147] 参见图4和图5，在正极性放电模式中，桥臂1中的开关S1a-S5a断开，开关S1b-S5b闭合。桥臂2中的开关S6b-S10b断开，开关S6a-S10b按照设定时序导通，实现对正极性脉冲的前后沿调节。

[0148] 图5中设置的死区时间是PWM输出时，为了使H桥或半H桥的上下管不会因为开关速度问题发生同时导通而设置的一个保护时段。通常也指pwm响应时间，也即桥臂I和桥臂II同时关断时间。死区时间可有效地避免延迟效应所造成的一个桥臂未完全关断，而另一桥臂又处于导通状态，避免直通炸模块。

[0149] 正极性放电模式的开关时序图如图5所示，在开关S6a-S10a之间分别设置了4个导通延时td1-td4，以及4个关断延时t′d1-t′d4。通过设置不同的导通延时和关断延时，就可以实现对正极性脉冲前后沿的调节。

[0150] 参见图6和图7，在负极性放电模式中，桥臂2中的开关S6a-S10a断开，开关S6b-S10b闭合。桥臂1中的开关S1b-S5b断开，开关S1a-S5b按照设定时序导通，实现对负极性脉冲的前后沿调节。正极性放电模式的开关时序图如图7所示，在开关S6a-S10a之间分别设置了4个导通延时td1-td4，以及4个关断延时t′d1-t′d4。通过设置不同的导通延时和关断延时，就可以实现对负极性脉冲前后沿的调节。

[0151] 正极性放电模式和负极性放电模式可以在一个脉冲周期中结合起来，产生双极性脉冲。双极性放电模式的开关时序图如图8所示，在双极性放电模式中，正负极性是独立的，输出的正脉冲和负脉冲的参数可以不相同。

[0152] 搭建如图9所示的发生器测试平台，依据测试要求搭建了测试平台，测试在高压直流电源在不同充电电压、不同脉冲宽度、不同重复频率以及不同前后沿下的负载电压波形。

[0153] 本次测试选用泰克公司MDO3024信号的示波器，配合力科公司PPE5kV型号的高压探头测试电阻负载两端的电压波形，探头带宽400HZ，满足测量需求。直流电源选择天津东文高压电源公司DW-P102-1500AC17型号的高压直流电源，可以输出0-1000V的直流电压，最大输出电流为1.5A。

[0154] 高压探头将发生器产生的高压纳秒脉冲传递给示波器。

[0155] 测试内容主要包括以下五种：

[0156] I)不同充电电压下的负载波形

[0157] 本实施例测试了发生器在不同充电电压下的输出波形。当充电电压分为200、400、600、800V时，负载电压波形如图10所示。由图10可以看出，当充电电压在0-800V范围内调节时，负载电压在±(0-4kV)范围内变化。当充电电压为800V时，发生器的输出电压效率为
93.75％。在输出电压幅值较低时，上升沿尾部会有小幅震荡，这是因为负载电阻与MOSFET的漏源等效电容和放电回路杂散电感构成谐振回路，出现衰减震荡。当电压幅值升高，MOSFET漏源电容越来越小，震荡也越来越不明显。

[0158] II)不同充电电压下的负载波形

[0159] 本实施例测试了发生器在不同脉冲宽度下的输出波形。充电电压设置为500V，频率1kHz，当脉冲宽度分别设置为100ns、200ns、300ns、400ns、500ns时，输出波形如图11所示。有图11可以看出，当脉宽在100-500ns范围内时，发生器均能稳定输出方波。

[0160] III)高频下的负载波形

[0161] 为了测试测试发生器在高频下的输出性能，本实施例测试了发生器在充电电压500V，频率为5kHz时的输出波形，如图12所示。在频率为5Hz时，发生器能够正常工作。

[0162] IV)不同前沿的负载波形

[0163] 本实施例测试了不同前沿的负载电压波形，通过设置开关S1a-S5a，S6a-S10a之间的导通延时，就可以实现对脉冲前沿的调节。测试结果如图13所示。测试结果表明，输出脉冲的最短前沿为15ns，通过改变导通延时，前沿最大可以调节到65ns。调节的最小步长为5ns，这是由FPGA的晶振主频决定的。

[0164] V)不同后沿的负载波形

[0165] 本实施例测试了不同后沿的负载电压波形，通过设置开关S1a-S5a，S6a-S10a之间的关断延时，就可以实现对脉冲前沿的调节。测试结果如图14所示。测试结果表明，输出脉冲的最短后沿沿为30ns，通过改变导通延时，后沿最大可以调节到100ns。调节的最小步长为5ns，这是由FPGA的晶振主频决定的。

[0166] 测试结论：结合前述对发生器性能测试的结果，本发明公开的脉冲发生器可以输出全参数可调的任意极性纳秒脉冲方波。输出电压可以在±(0-4kV)范围内调节，脉冲宽度可以在100-500ns范围内调节，重复频率可以在0-5kHZ范围内调节，脉冲前沿可以在15-65ns范围内调节，脉冲后沿可以在30-100ns范围内调节。

[0167] 综上所述，本发明提出了一种模块化固态纳秒脉冲发生器，该发生器采用了基于MMC电路的新型拓扑结构，可以产生任意极性的全参数可调纳秒脉冲。本发明是一种利用缩短多电平输出脉冲中电平的持续时间，从而调节输出脉冲的前后沿时间。同时为了简化充电电路，采用并联的方式对两组桥臂的电容进行充电，不需要增加电容电压传感器或监测程序保证电容的均压。

[0168] 本发明采用并联充电的方式对MMC子模块中的电容进行充电，解决了现有MMC脉冲发生器充电方式种存在的一些不足。同时通过多电平调节的方式对纳秒脉冲的前后沿进行调节，大大提高了纳秒脉冲发生器的参数可调性，对于脉冲发生器的应用具有重要意义。该发生器可以应用于等离子放电及生物医疗领域。