一种基于FPGA的噪声功率计算方法

摘要

本发明公开了一种基于FPGA的噪声功率计算方法，属于电子测试仪器领域，本发明方法去除了直流偏移对接收机灵敏度造成的影响，提高了接收机灵敏度；通过采用基于接收机中频带宽的采样点求平均方法，在不同的中频带宽下得到同等水平的噪声功率不确定度，弥补了不同中频带宽造成的不确定度差别，使接收机的设计更加合理，使用该方法，能够提高噪声接收机的灵敏度水平和噪声测试不确定度水平，为矢量网络分析仪的噪声系数测量选件的精确测试打下基础。

权利要求

1.一种基于FPGA的噪声功率计算方法，其特征在于：采用一种实时去除直流偏移的方法，去除直流偏移对接收机灵敏度造成的影响，提高接收机灵敏度；通过采用基于接收机中频带宽的采样点数求平均方法，在不同的中频带宽下得到同等水平的噪声功率不确定度，弥补不同中频带宽造成的不确定度差别，提高噪声接收机的灵敏度水平和噪声测试不确定度水平，为矢量网络分析仪的噪声系数测量选件的测试打下基础；具体包括以下步骤：步骤1：确定最小中频带宽下每个扫描点所需要的采样点数N；

由噪声的高斯分布造成的噪声功率的不确定度PJ和采样点数N的关系为：转换到dB值为：

根据需要的不确定度，能够确定N的大小；

步骤2：不同的中频带宽获取的噪声功率不同，噪声功率和带宽的关系如下：Pn(dB)＝10*log(KTB)Pn(dB)表示噪声功率；

由接收机底噪造成的噪声功率的不确定度和带宽的关系如公式(2)所示：其中，Pf为接收机的底噪功率；

K—1.38×10-23J/K，为玻耳兹曼常数；

B—中频带宽；

T—噪声接收机的等效输入噪声温度；

PJ(dB)表示噪声功率的不确定度；

根据公式(1)和公式(2)，可知中频带宽B和采样点数N对不确定度的影响是接近的，使B*N保持一个固定值来确定中频带宽和每个扫描点包含的采样点数的关系；

步骤3：通过矢量网络分析仪获取需要设置的中频带宽，并确定扫描点的采样点数，开始扫描；

步骤4：在FPGA中，根据公式(3)循环计算出采样点数N的矢量平均值Vb；

Vb＝(V1+V2+…+VN)/N   (3)；

V1表示第1个采样点的采样电压值；V2表示第2个采样点的采样电压值；VN表示第N个采样点的采样电压值；

步骤5：在FPGA中，根据公式(4)计算出采样值的平方和即总功率Ps；

Ps＝V12+V22+…+VN2   (4)；

步骤6：计算去除偏移值的总功率PZ；

PZ＝(V1-Vb)2+(V2-Vb)2+…+(VN-Vb)2   (5)；

将公式(5)右边展开，得到：

PZ＝V12+V22+…+VN2-2Vb(V1+V2+…+VN)+N*Vb2   (6)；

将公式(6)化简，得到：

PZ＝V12+V22+…+VN2-N*Vb2   (7)；

将公式(4)代入公式(7)，得到：PZ＝Ps-N*Vb2   (8)；

步骤7：计算去除偏移值的平均功率Pa；

将公式(8)两边同时乘以N，得到：NPz＝NPs-(NVb)2   (9)；

通过根据公式(10)，计算出Pa：Pa＝NPZ/(N2)   (10)；

步骤8：计算完成平均功率Pa后，将其上传至矢量网络分析仪，判断是否扫描完一屏；若：判断结果是没有扫描完一屏，则执行步骤3；

或判断结果是扫描完一屏，则结束。

说明书

一种基于FPGA的噪声功率计算方法

技术领域

[0001] 本发明属于电子测试仪器领域，具体涉及一种基于FPGA的噪声功率计算方法。

背景技术

[0002] IEEE关于噪声系数的定义，指的是在环境温度290K时经过被测件输入信噪比和输出信噪比的比值。电子器件中的噪声是主要是热噪声，所以接收机中的噪声功率是随着温度而变化的。接收机中电子器件造成的直流偏移同样受到温度以及直流偏置电压变化的影响。噪声功率和噪声接收机的中频带宽有关，如果噪声功率求取时不对不同中频带宽的接收机增益进行分别处理的话，就会影响噪声测试的不确定度和动态范围。

[0003] 目前市场上测量噪声系数的仪器主要是噪声系数分析仪和频谱分析仪的噪声选件。噪声测试需要噪声接收机有很高的灵敏度，而直流偏移往往会影响到噪声接收机的底噪。随着温度和直流偏置电压的漂移，接收机中的放大器及其他电子器件都有着漂移，这种漂移随着时间变化，如果不能实时去除，就会对噪声测试造成影响。在其他类型的接收机中，在ADC采样数字化后，去除信号的直流偏移采用的方法是在FPGA中进行平均，但是这种平均一般不是实时的，而是事先调出了一组数，应用到接收机中。这种传统的方法适用于对灵敏度要求不太高，或者采样的是信号而不是噪声的情况。另外，由于FPGA可以提供实时计算，保证了直流偏移的实时去除。传统噪声接收机对不同接收机中频带宽下造成的噪声功率大小不同没有进行特殊处理，所以往往造成一些测量不确定度的损失。

[0004] 矢量网络分析仪作为一种测试微波毫米波器件和系统S参数及相关参数的测试仪器，在现代集成电路研发生产、雷达等系统研制等领域中有着举足轻重的作用，矢量网络分析仪下的噪声系数测量功能，相比噪声系数分析仪测试的准确度更高。这是由于矢量网络分析仪特有的端口校准功能，其对DUT的增益测量考虑了匹配误差造成的影响，使用矢量网络分析仪测量的增益非常准确，正好可以应用在噪声测量中。由于矢量网络分析仪噪声接收机选件本身的噪声系数很低，ADC采样之后，经过FPGA多次平均之后获取的数值能够正确反应噪声功率数据，就可以送往矢量网络分析仪主机程序进行下一步运算了。

[0005] 任何电子器件中都存有噪声，噪声对于使用者要发生、传输和接收的信号会造成显著的干扰。为了对电子器件的噪声特性进行表征，工程师们引入了噪声系数的概念。随着微波通信、雷达、导航等技术的迅速发展，对低噪声器件的要求越来越迫切，这使得噪声系数的测试与计量变得极为重要。放大器以及其他的电子器件往往有直流偏移，直流偏移是随着温度以及直流偏置电压的漂移而变化的。下面介绍两种测试仪器中去除直流偏移的方法，一种是矢量网络分析仪，一种是噪声系数分析仪。另外，再介绍一下噪声系数分析仪中每个扫描点的平均次数对噪声功率求取的影响。

[0006] 矢量网络分析仪中对直流偏移的去除采用的是事先求取一组偏移量，再应用到实际测试中的方法。因为矢量网络分析仪的接收机ADC采样的是信号，不是噪声，其灵敏度要求不是太高，所以可以满足要求。设电路板调试的时候采样一组数为N个点，每个点的电压值为V1，V2…VN，获取矢量平均值Vb，如下面公式(3)所示：

[0007] Vb＝(V1+V2+…+VN)/N   (3)

[0008] 得到矢量平均值Vb之后，在测试时，将测得的电压Vm减去Vb，得到真实电压值Vr，Vr即可用于后续的计算。

[0009] Vr＝Vm-Vb   (22)

[0010] 噪声系数分析仪的接收机灵敏度要求比矢量网络分析仪高，所以去除偏移量Vb的方法也不同。但是和矢量网络分析仪一样的是，仍然采用公式(3)和公式(22)的方法，只不过公式(3)是在FPGA中实现的。每次采样实时得到一个Vb，再通过公式(22)得到真实电压值Vr。采用FPGA进行实时采样获取直流偏移量，使获取值更加贴近环境温度和直流偏移，采样获得的Vr值更真实，能够得到更高的接收机灵敏度。但是由于这种方法是在FPGA中获取直流偏移量之后，再进行采样平均时才能应用，所以这个偏移量并不是真实的偏移量，仍然存在一定的偏差，所以接收机灵敏度还会受到一定的影响。

[0011] 噪声系数分析仪求取噪声系数采用的方法是Y因子法，求解噪声系数需要求取噪声功率。实际测试中噪声功率是由ADC采样获取噪声电压后求取的。由于噪声是一种随机量，理论上需要无数个点的平均才能获取噪声功率的真实值。噪声测试是通过对一组有限的量进行平均获得的噪声功率，所以必然会引入由噪声的随机性造成的不确定度。每个扫描点的平均次数越多不确定度越小，但是测量所需时间也就越长。

[0012] 假设噪声有高斯分布，N次平均会把测试不确定度减少为N的开方分之一，如下表2所示。

[0013] 表2不确定度与平均次数的关系

[0014]

[0015] 根据上面表1确定要取的平均次数N，要根据噪声系数不确定度的要求，一般情况下需要取10000次以上。

[0016] 不同的接收机中频带宽下获取的噪声功率是不同的，噪声功率和带宽的关系如下式：

[0017] Pn(dB)＝10*log(KTB)   (11)；

[0018] 噪声接收机往往有不同的中频带宽选择，如果不对增益进行特殊处理，就会造成不确定度和动态范围的损失。

[0019] 现有的测试仪器对信号或者噪声功率的求取是采用事先平均或者在FPGA中先平均得到直流偏移量Vb后，再进行偏移量去除的方法进行功率获取的。这样的方法求取的Vb和实际的Vb有一定的区别，不能够完全去除直流偏移的影响，所以对接收机的灵敏度是一种损失。所以如果能有一种方法，实时去除直流偏移量，则能够提高接收机的灵敏度。

[0020] 现有的噪声系数分析仪对不同接收机中频带宽下造成的噪声功率大小不同没有进行特殊处理，所以往往造成一些测量不确定度和动态范围的损失。本发明根据噪声功率和带宽的关系，以及平均次数和不确定度的关系，在不同的带宽下对每个扫描点采用不同的平均次数，使各种中频带宽下的测量能够达到同样的不确定度水平。

发明内容

[0021] 针对现有技术中存在的上述技术问题，本发明提出了一种基于FPGA的噪声功率计算方法，设计合理，克服了现有技术的不足，具有良好的效果。

[0022] 为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

[0023] 一种基于FPGA的噪声功率计算方法，采用一种实时去除直流偏移的方法，去除直流偏移对接收机灵敏度造成的影响，提高接收机灵敏度；通过采用基于接收机中频带宽的采样点数求平均方法，在不同的中频带宽下得到同等水平的噪声功率不确定度，弥补不同中频带宽造成的不确定度差别，提高噪声接收机的灵敏度水平和噪声测试不确定度水平，为矢量网络分析仪的噪声系数测量选件的测试打下基础；具体包括以下步骤：

[0024] 步骤1：确定最小中频带宽下每个扫描点所需要的采样点数N；

[0025] 由噪声的高斯分布造成的噪声功率的不确定度PJ和采样点数N的关系为：

[0026]

[0027] 转换到dB值为：

[0028]

[0029] 根据需要的不确定度，能够确定N的大小；

[0030] 步骤2：不同的中频带宽获取的噪声功率不同，噪声功率和带宽的关系如下：

[0031] Pn(dB)＝10*log(KTB)

[0032] 由接收机底噪造成的噪声功率的不确定度和带宽的关系如公式(2)所示：

[0033]

[0034] 其中，Pf为接收机的底噪功率；

[0035] K—1.38×10-23J/K，为玻耳兹曼常数；

[0036] B—中频带宽；

[0037] T—噪声接收机的等效输入噪声温度；

[0038] 根据公式(1)和公式(2)，可知中频带宽B和采样点数N对不确定度的影响是接近的，使B*N保持一个固定值来确定中频带宽和每个扫描点包含的采样点数的关系；

[0039] 步骤3：通过矢量网络分析仪获取需要设置的中频带宽，并确定扫描点的采样点数，开始扫描；

[0040] 步骤4：在FPGA中，根据公式(3)循环计算出采样点数N的矢量平均值Vb；

[0041] Vb＝(V1+V2+…+VN)/N   (3)；

[0042] 步骤5：在FPGA中，根据公式(4)计算出采样值的平方和即总功率Ps；

[0043] Ps＝V12+V22+…+VN2   (4)；

[0044] 步骤6：计算去除偏移值的总功率PZ；

[0045] PZ＝(V1-Vb)2+(V2-Vb)2+…+(VN-Vb)2   (5)；

[0046] 将公式(5)右边展开，得到：

[0047] PZ＝V12+V22+…+VN2-2Vb(V1+V2+…+VN)+N*Vb2   (6)；

[0048] 将公式(6)化简，得到：

[0049] PZ＝V12+V22+…+VN2-N*Vb2   (7)；

[0050] 将公式(4)代入公式(7)，得到：

[0051] Pz＝Ps-N*Vb2   (8)；

[0052] 步骤7：计算去除偏移值的平均功率Pa；

[0053] 将公式(8)两边同时乘以N，得到：

[0054] NPz＝NPs-(NVb)2   (9)；

[0055] 通过根据公式(10)，计算出Pa：

[0056] Pa＝NPZ/(N2)   (10)；

[0057] 步骤8：计算完成平均功率Pa后，将其上传至矢量网络分析仪，判断是否扫描完一屏；

[0058] 若：判断结果是没有扫描完一屏，则执行步骤3；

[0059] 或判断结果是扫描完一屏，则结束。

[0060] 本发明所带来的有益技术效果：

[0061] 本发明方法去除了直流偏移对接收机灵敏度造成的影响，提高了接收机灵敏度；通过采用基于接收机中频带宽的采样点数求平均方法，在不同的中频带宽下得到同等水平的噪声功率不确定度，弥补了不同中频带宽造成的不确定度差别，使接收机的设计更加合理，使用该方法，能够提高噪声接收机的灵敏度水平和噪声测试不确定度水平，为矢量网络分析仪的噪声系数测量选件的精确测试打下基础。

附图说明

[0062] 图1为本发明方法的流程图。

具体实施方式

[0063] 下面结合附图以及具体实施方式对本发明作进一步详细说明：

[0064] 本发明提出一种基于FPGA的噪声功率计算方法，能够实时去除直流偏移对接收机灵敏度造成的影响，并且通过噪声功率平均次数的不同，在不同的中频带宽下得到同等水平的噪声功率不确定度；使用该方法能够提高噪声接收机的灵敏度水平和噪声测试不确定度水平，为矢量网络分析仪的噪声系数测量选件的精确测试打下基础。

[0065] 首先介绍一下实时去除直流偏移的方法。随着温度和直流偏置电压的漂移，接收机中的放大器及其他电子器件都有着直流偏移。接收机采用模数转换器ADC芯片进行采样，这样这种直流偏移随着时间变化反应到ADC上，如果不能实时去除，就会对噪声测试造成影响。

[0066] 本发明采用了一种实时去除直流偏移的方法，得到每个扫描点时对N个采样点求矢量平均，并且求平均功率，实时去除直流偏移量的影响。每个扫描点都是有N个采样点的电压值平均处理后得到的，采集完这个扫描点的所有采样点后，可以采用数学公式求出去除直流后的平均值。

[0067] 设总功率为Ps，去除偏移值的总功率Pz，去除偏移值的平均功率为Pa，采样点数为N，采样点采样值为V1，V2…VN，采样点的矢量平均值Vb根据公式(1)在采样完成后即可以获取到。

[0068] Pa的计算和推导过程如下：

[0069] 步骤1：确定各种中频带宽下每个扫描点所需要的采样点数N；

[0070] 由噪声的高斯分布造成的噪声功率的不确定度PJ和采样点数N关系是：

[0071]

[0072] 转换到dB值应是：

[0073]

[0074] 可以看到如果N取10000，则不确定度为0.043dB；

[0075] 根据需要的不确定度，给出一定的余量，确定N的大小，一般情况下，应取N为大于10000的值；

[0076] 步骤2：不同的中频带宽获取的噪声功率大小不同，有如下关系式：

[0077] Pn(dB)＝10*log(KTB)

[0078] 设接收机的底噪功率为Pf，则由接收机底噪造成的噪声功率不确定度和带宽的关系是：

[0079]

[0080] K—1.38×10-23J/K，为玻耳兹曼常数；

[0081] B—中频带宽；

[0082] T—噪声接收机的等效输入噪声温度；

[0083] 观察公式(1)和公式(2)，可知带宽B和采样点数N对不确定度的影响是接近的。可以使B*N保持一个固定值来确定中频带宽和每个扫描点包含的采样点数的关系。举例，可以由下表1来确定各个中频带宽下的平均次数N。

[0084] 表1中频带宽和采样点数的关系

[0085]中频带宽 采样点数
800KHz 24N
2MHz 12N
4MHz 6N
8MHz 3N
24MHz N

[0086] 步骤3：从矢量网络分析仪获取需要设置的中频带宽，并确定扫描点的采样点数，开始扫描；

[0087] 步骤4：在FPGA中，根据公式(3)循环计算出采样点数N的矢量平均值Vb；

[0088] Vb＝(V1+V2+…+VN)/N   (3)；

[0089] 步骤5：在FPGA中，根据公式(4)计算出采样值的平方和即总功率Ps；

[0090] Ps＝V12+V22+…+VN2   (4)；

[0091] 步骤6：计算去除偏移值的总功率PZ；

[0092] PZ＝(V1-Vb)2+(V2-Vb)2+…+(VN-Vb)2   (5)；

[0093] 将公式(5)右边展开，得到：

[0094] PZ＝V12+V22+…+VN2+2Vb(V1+V2+…+VN)+N*Vb2   (6)；

[0095] 将公式(6)化简，得到：

[0096] PZ＝V12+V22+…+VN2-N*Vb2   (7)；

[0097] 将公式(4)代入公式(7)，得到：

[0098] PZ＝Ps-N*Vb2   (8)；

[0099] 步骤7：计算去除偏移值的平均功率Pa；

[0100] 将公式(8)两边同时乘以N，得到：

[0101] NPZ＝NPs-(NVb)2   (9)；

[0102] 通过根据公式(10)，计算出Pa：

[0103] Pa＝NPZ/(N2)   (10)；

[0104] 步骤8：计算完成平均功率Pa后，将其上传至矢量网络分析仪，并回到步骤3扫描下一点，直到扫描完毕。

[0105] 通过上面步骤，进行N个采样点循环后，即可实时求出去除偏移值的平均功率Pa。这种方法使去除的直流偏移值更加准确，提高了接收机的灵敏度。

[0106] 在实现的噪声接收机中，一共设置了5种中频带宽。中频带宽分别是800KHz、2MHz、4MHz、8MHz、24MHz。由公式(11)可知，带宽越大，得到的功率越大，相对于噪底的得到的功率不确定度越小。如果每个扫描点的采样平均次数和接收机通道增益相同，则各中频带宽的信噪比差别为0dB、4dB、7dB、10dB、15dB(设800KHz为0dB)。采样点数和频宽相对应设置，则可修正中频带宽的影响。每个扫描点的采样点数N可取大于10000的任意数，为了FPGA计算方便，最好取2n次方个采样点。

[0107] 本发明的关键点有如下几项：

[0108] (1)采用一种基于FPGA的实时去除直流偏移的功率计算方法：通过这种方法，能够实时去除直流偏移对噪声功率获取的影响，提高接收机灵敏度，节省扫描时间。

[0109] (2)采用一种基于接收机中频带宽的采样点求平均方法：通过这种方法，能够使不同的中频带宽下的噪声功率不确定度更加统一。

[0110] 本发明的保护点有如下几项：

[0111] (1)基于FPGA的实时去除直流偏移的功率计算方法

[0112] 本发明提出一种基于FPGA的噪声功率计算方法，能够实时去除直流偏移对接收机灵敏度造成的影响。这种计算方法通过公式推导，不需要事先求出直流偏移，而是实时求出，不耽误采样和平均的时间，同时提高了接收机灵敏度。

[0113] (2)基于接收机中频带宽的求平均方法

[0114] 噪声功率和中频带宽是相关的，通过不同中频带宽之间的比例，可以知道由中频带宽造成的信噪比和不确定度差别。由于在每个扫描点的噪声功率求取中使用的采样点数同样和不确定度相关，可以通过采样点数弥补不同中频带宽造成的不确定度差别。

[0115] 当然，上述说明并非是对本发明的限制，本发明也并不仅限于上述举例，本技术领域的技术人员在本发明的实质范围内所做出的变化、改型、添加或替换，也应属于本发明的保护范围。