信号定时恢复方法及恢复装置、信号解调方法及解调系统

摘要

本发明涉及一种信号定时恢复方法及恢复装置、信号解调方法及解调系统，该信号定时恢复方法，包括以下步骤：接收多段信号，每段信号包括多个符号信号，对该多个符号信号进行采样，并计算各符号信号的定时误差；对每段信号中多个符号信号的定时误差进行加和求平均，得出每段信号的定时误差平均值；每段信号的定时误差平均值与预设门限进行对比，当多段信号的定时误差平均值连续大于或小于预设门限的次数超过预设次数时，计算采样点调整点数，并根据采样点调整点数对各符号信号进行定时恢复。本发明的信号定时恢复方法及恢复装置、信号解调方法及解调系统能够快速的确定信号调节方向，并且调节稳定，不会存在过度调整或者漏调的问题。

权利要求

1.一种信号定时恢复方法，其特征在于，包括以下步骤：接收多段信号，每段信号包括多个符号信号，对该多个符号信号进行采样，并计算各符号信号的定时误差；

对每段信号中多个符号信号的定时误差进行加和求平均，得出每段信号的定时误差平均值；

每段信号的定时误差平均值与预设门限进行对比，当多段信号的定时误差平均值连续大于或小于预设门限的次数超过预设次数时，计算采样点调整点数，并根据采样点调整点数对各符号信号进行定时恢复；

对该多个符号信号进行过采样，通过以下公式计算各符号信号内的采样点个数：BL＝fS/Rb

其中，BL为各符号信号内的采样点个数，fS为采样速率，Rb为符号速率；

通过以下公式计算各符号信号的定时误差：

其中，u(r)为符号信号r的定时误差， 为符号信号r和符号信号r-1的采样点中间时刻I路的内插值， 为符号信号r和符号信号r-1的采样点中间时刻Q路的内插值，xI(r)为符号信号r的I路的采样点，xQ(r)为符号信号r的Q路的采样点，xI(r-1)为符号信号r-1的I路的采样点，xQ(r-1)为符号信号r-1的Q路的采样点；

通过以下公式对每段信号中多个符号信号的定时误差进行加和求平均：其中，Ui为第i段符号信号内u(r)的平均值，P为第i段符号信号个数，i＝1,2,…；

预设门限为0；

通过以下公式根据采样点调整点数对各符号信号进行定时恢复：其中，newST为原采样点位置， 为小数部分定时误差因子， 为带符号的小数部分定时误差因子，move为一次移动的点数， 为采样点调整点数；

通过以下公式计算小数部分定时误差因子：

其中，Ui为第i段符号信号内u(r)的平均值， 为第i段符号信号的小数部分定时误差因子。

2.一种实现如权利要求1所述方法的信号定时恢复装置，其特征在于，包括：符号信号的定时误差计算模块，用于接收多段信号，每段信号包括多个符号信号，对该多个符号信号进行采样，并计算各符号信号的定时误差；

定时误差平均值计算模块，用于对每段信号中多个符号信号的定时误差进行加和求平均，得出每段信号的定时误差平均值；

信号定时恢复模块，用于每段信号的定时误差平均值与预设门限进行对比，当多段信号的定时误差平均值连续大于或小于预设门限的次数超过预设次数时，计算采样点调整点数，并根据采样点调整点数对各符号信号进行定时恢复。

3.一种包括如权利要求2所述信号定时恢复装置的信号解调系统，其特征在于，包括：信号采集装置，用于采集信号，并发送至伪码同步装置；

伪码同步装置，用于对信号进行伪码同步，并发送至解扩装置；

解扩装置，用于接收并对伪码同步后的信号进行解扩，并发送至信号定时恢复装置；

载波同步装置，用于接收信号定时恢复装置发送的位同步后的信号，并对该信号进行载波同步；

信号解调装置，用于接收并对载波同步后的信号进行解调，得到解调后的信号。

4.一种基于权利要求3所述系统的信号解调方法，其特征在于，包括以下步骤：采集信号；

对采集的信号进行伪码同步；

对伪码同步后的信号进行解扩；

接收解扩后的多段信号，每段信号包括多个符号信号，对该多个符号信号进行采样，并计算各符号信号的定时误差；

对每段信号中多个符号信号的定时误差进行加和求平均，得出每段信号的定时误差平均值；

每段信号的定时误差平均值与预设门限进行对比，当多段信号的定时误差平均值连续大于或小于预设门限的次数超过预设次数时，计算采样点调整点数，并根据采样点调整点数对各符号信号进行定时恢复；

对定时恢复后的信号进行载波同步；

对载波同步后的信号进行解调，得到解调后的信号。

说明书

信号定时恢复方法及恢复装置、信号解调方法及解调系统

技术领域

[0001] 本发明涉及无线通信领域，尤其涉及一种信号定时恢复方法及恢复装置、信号解调方法及解调系统。

背景技术

[0002] 在软件无线电接收机中，要正确的恢复出发送端所携带的信号，接收端必须知道每个码元的起止时刻，以便在每个码元的中间时刻进行周期性的采样判决恢复出二进制信号。信号在传播过程中的延时一般是未知的，而且由于传输过程中噪声、多径效应等影响，造成接收到的信号与本地时钟信号不同步，这就需要位同步算法，恢复出与接收码元同频同相的时钟信号。正确的同步时钟是接收端正确判断的基础，也是影响系统误码率的重要因素；没有准确的位同步算法，就不可能进行可靠的数据传输，位同步性能的好坏直接影响整个通信系统的性能。实现位同步算法的种类很多，按照处理方式的不同可分为全模拟方式、半数字方式和全数字方式三种位同步算法模型如图1所示。

[0003] 图1(a)模型为全模拟位同步实现技术，通过在模拟域计算出输入信号的位同步定时控制信号去控制本地时钟，对信号进行同步采样。

[0004] 图1(b)模型为半模拟同步模型，该模型的主要思想是通过将采样后的信号经过一系列的数字化处理，提取出输入信号与本地时钟的偏差值，通过这个偏差来改变本地时钟的相位达到位同步。(a)(b)两种方式都需要适时改变本地时钟的相位，不利于高速数字信号的实现且集成化程度较低。

[0005] 图1(c)为全数字方式的位同步是目前比较常用方法，全数字方式的位同步算法十分适用于软件无线电的实现。该方法通过一个固定的本地时钟对输入的模拟信号进行采样，将采样后的信号经过全数字化的处理实现同步；采用此种方法，实现简单，且便于数字化实现，对本地时钟的要求大大降低。主要采用基于内插方式的Gardner定时恢复算法。

[0006] Gan Gardner定时恢复算法原理如下：Gardner定时恢复算法是基于内插的位同步方式，全数字方式的位同步算法模型中，固定的本地采样时钟不能保证能在信号的极值点处实现采样，所以需要通过改变重采样时钟或输入信号来实现极值处采样。Gardner定时恢复算法就是通过改变输入信号的方式实现，利用内插滤波器恢复出信号的最大值再进行重采样，Gardner定时恢复算法原理如图2所示。

[0007] 如图2所示，输入信号为离散信号x(mTs)，采样率为Ts，符号周期为T，重采样时钟为Ti，这里的重采样时钟周期Ti＝n*T(n为一小整数)。Gardner定时恢复算法的基本思想就是，输入信号x(mTs)经过一个D/A器件和一个模拟滤波器h(t)，将数字信号恢复为模拟信号y(t)进行重采样，得到同步的输出信号y(kTi)。插值滤波器模型中包含了虚拟的D/A变换和模拟滤波器，但是只要具备下面三个条件，则内插完全可以通过数字方式实现。

[0008] 输入采样序列x(mTs)

[0009] 内插滤波器脉冲响应h(t)

[0010] 输入采样时间Ts和输出采样时间Ti

[0011] 也就是说，图中的D/A以及模拟滤波器都可以通过设计数字内插滤波器的方式实现。这里Ts和Ti为固定的两个变量，Ts/Ti不一定为整数，为表示出它们之间的变换过程，通过换算得到Ti和Ts的关系如公式所示。

[0012]

[0013] mk为比值的整数部分，可看做一个基本指针，表示了本地重采样时钟Ti对采样率为Ts的输入信号的整数倍重采样时刻，而uk为比值的分数部分，指示了滤波器对输入信号的插值时刻。一种典型的Gardner定时恢复算法结构框图如图3所示。

[0014] 符号速率为T的模拟输入信号x(t)经过本地固定时钟周期Ts采样后变为离散信号x(mTs)(Ts与T满足奈奎斯特基本采样定律)。经过插值滤波器得出的值送入定时误差检测器得出输入信号与本地时钟的相位误差τ(n)，再通过一个环路滤波器滤除其中的噪声及高频成分，将得到的值e(n)送入数控振荡器计算出整数采样时刻mk和插值滤波器插值点位置uk从而得到定时输出y(kTi)。

[0015] 从图3中可以看出一个完整的定时恢复算法主要由定时误差检测器、环路滤波器、数控振荡器和插值滤波器组成。其中环路滤波器与前一章中载波同步算法的环路滤波器设计方法相同。

[0016] 现有的gardner算法需要插值滤波，耗费的资源比较多，同时容易受滤波器阶数，系数的影响较大，不同的信道和噪声情况下，对滤波器噪声需要进行不断修正，设计比较繁琐。

[0017] Ganrder算法是一种不需要先进行载波同步的定时误差估计算法。这种方法是一种非判决指向方法，其基本思想是：提取出相邻码元最佳采样点的幅度和极性变化信息，再加上相邻码元过渡点是否为零这一信息，就可以从采样信号中提取出定时误差。在系统设计中Gardner锁相环位于Costas载波同步锁相环之后，一般主要由四部分组成：内插器、时钟误差提取模块、环路滤波器以及控制器模块。相互正交的I，Q两路信号的采样点通过运算每个符号期间都会产生一个定时错误样点。通过定时误差检测把定时错误序列通过环路滤波器后送给数控振荡器，由数控振荡器产生参数控制插值滤波器，最后插值滤波器进行采样时刻调整，从而完成整个符号同步过程。如何由接收到的采样点产生定时错误序列，这是Gardner算法的关键所在。而目前的ganrder算法需要内插滤波，比较耗费资源。

[0018] 因此，提供一种信号定时恢复方法及恢复装置、信号解调方法及解调系统。

发明内容

[0019] 鉴于上述问题，提出了本发明以便提供一种克服上述问题或者至少部分地解决上述问题的信号定时恢复方法及恢复装置、信号解调方法及解调系统，省去传统gardner算法的滤波处理的资源，能够快速的确定系统的调节方向，并且调节稳定，不会存在过度调整或者漏调的问题。

[0020] 根据本发明的一个方面，提供一种信号定时恢复方法，包括以下步骤：

[0021] 接收多段信号，每段信号包括多个符号信号，对该多个符号信号进行采样，并计算各符号信号的定时误差；

[0022] 对每段信号中多个符号信号的定时误差进行加和求平均，得出每段信号的定时误差平均值；

[0023] 每段信号的定时误差平均值与预设门限进行对比，当多段信号的定时误差平均值连续大于或小于预设门限的次数超过预设次数时，计算采样点调整点数，并根据采样点调整点数对各符号信号进行定时恢复。

[0024] 进一步地，对该多个符号信号进行过采样，通过以下公式计算各符号信号内的采样点个数：

[0025] BL＝fS/Rb

[0026] 其中，BL为各符号信号内的采样点个数，fS为采样速率，Rb为符号速率。

[0027] 进一步地，通过以下公式计算各符号信号的定时误差：

[0028]

[0029] 其中，u(r)为符号信号r的定时误差， 为符号信号r和符号信号r-1的采样点中间时刻I路的内插值， 为符号信号r和符号信号r-1的采样点中间时刻Q路的内插值，xI(r)为符号信号r的I路的采样点，xQ(r)为符号信号r的Q路的采样点，xI(r-1)为符号信号r-1的I路的采样点，xQ(r-1)为符号信号r-1的Q路的采样点。

[0030] 进一步地，通过以下公式对每段信号中多个符号信号的定时误差进行加和求平均：

[0031]

[0032] 其中，Ui为第i段符号信号内u(r)的平均值，P为第i段符号信号个数，i＝1,2,…。

[0033] 进一步地，预设门限为0。

[0034] 进一步地，通过以下公式根据采样点调整点数对各符号信号进行定时恢复：

[0035] newST＝newST+sign(▽ε)*move；

[0036] 其中，newST为原采样点位置，▽ε为小数部分定时误差因子，sign(▽ε)为带符号的小数部分定时误差因子，move为一次移动的点数，sign(▽ε)*move为采样点调整点数。

[0037] 进一步地，通过以下公式计算小数部分定时误差因子：

[0038]

[0039] 其中，Ui为第i段符号信号内u(r)的平均值，▽εi为第i段符号信号的小数部分定时误差因子。

[0040] 根据本发明的另一方面，提供一种实现如上述方法的信号定时恢复装置，包括：

[0041] 符号信号的定时误差计算模块，用于接收多段信号，每段信号包括多个符号信号，对该多个符号信号进行采样，并计算各符号信号的定时误差；

[0042] 定时误差平均值计算模块，用于对每段信号中多个符号信号的定时误差进行加和求平均，得出每段信号的定时误差平均值；

[0043] 信号定时恢复模块，用于每段信号的定时误差平均值与预设门限进行对比，当多段信号的定时误差平均值连续大于或小于预设门限的次数超过预设次数时，计算采样点调整点数，并根据采样点调整点数对各符号信号进行定时恢复。

[0044] 根据本发明的又一方面，提供一种包括如上述信号定时恢复装置的信号解调系统，包括：

[0045] 信号采集装置，用于采集信号，并发送至伪码同步装置；

[0046] 伪码同步装置，用于对信号进行伪码同步，并发送至解扩装置；

[0047] 解扩装置，用于接收并对伪码同步后的信号进行解扩，并发送至信号定时恢复装置；

[0048] 载波同步装置，用于接收信号定时恢复装置发送的位同步后的信号，并对该信号进行载波同步；

[0049] 信号解调装置，用于接收并对载波同步后的信号进行解调，得到解调后的信号。

[0050] 根据本发明的还一方面，提供一种基于上述信号解调系统实现的信号解调方法，包括以下步骤：

[0051] 采集信号；

[0052] 对采集的信号进行伪码同步；

[0053] 对伪码同步后的信号进行解扩；

[0054] 接收解扩后的多段信号，每段信号包括多个符号信号，对该多个符号信号进行采样，并计算各符号信号的定时误差；

[0055] 对每段信号中多个符号信号的定时误差进行加和求平均，得出每段信号的定时误差平均值；

[0056] 每段信号的定时误差平均值与预设门限进行对比，当多段信号的定时误差平均值连续大于或小于预设门限的次数超过预设次数时，计算采样点调整点数，并根据采样点调整点数对各符号信号进行定时恢复；

[0057] 对定时恢复后的信号进行载波同步；

[0058] 对载波同步后的信号进行解调，得到解调后的信号。

[0059] 本发明与现有技术相比具有以下的优点：

[0060] 1.本发明的信号定时恢复方法及恢复装置、信号解调方法及解调系统通过多次求取定时误差算术叠加后求平均得到平均定时误差，对平均定时误差进行判断，超过预设门限后进行叠加判断，平均定时误差连续超过预设门限的次数大于预设次数后，进行一次真正的环路更新，使得信号的定时恢复无需滤波插值，仅需二维平均算法即可达到稳定状态，省去传统gardner算法的滤波处理的资源，能够快速的确定调节方向，并且调节稳定，不会存在过度调整或者漏调的问题；

[0061] 2.本发明的信号定时恢复方法及恢复装置、信号解调方法及解调系统中的gardner位同步算法能够独立于载波同步，不依赖载波同步装置，这样就大大减轻了信号解调中算法关联带来的算法复杂度。

附图说明

[0062] 以下结合附图和实施例对本发明作进一步说明。

[0063] 图1(a)是全模拟方式位同步算法模型；

[0064] 图1(b)是半数字方式位同步算法模型；

[0065] 图1(c)是全数字方式位同步算法模型；

[0066] 图2是Gardner定时恢复算法原理；

[0067] 图3是Gardner定时恢复算法结构框图；

[0068] 图4是本发明实施例的信号定时恢复方法步骤图；

[0069] 图5是本发明实施例的信号定时恢复方法实例图；

[0070] 图6是本发明实施例中u(r)每一次平均之后得到的Ui数值和预设门限比较示意图；

[0071] 图7是本发明实施例中信号采样点每一次实际调整的方向示意图；

[0072] 图8是本发明实施例的gardner符号同步之前的采样点幅度；

[0073] 图9是本发明实施例的gardner符号同步之后的符号幅度；

[0074] 图10是本发明实施例的信号定时恢复装置框图；

[0075] 图11是本发明实施例的信号解调方法步骤图；

[0076] 图12是本发明实施例的gardner符号同步之后的信号星座图；

[0077] 图13是本发明实施例的信号解调系统框图。

具体实施方式

[0078] 下面将参照附图更详细地描述本公开的示例性实施例。虽然附图中显示了本公开的示例性实施例，然而应当理解，可以以各种形式实现本公开而不应被这里阐述的实施例所限制。相反，提供这些实施例是为了能够更透彻地理解本公开，并且能够将本公开的范围完整的传达给本领域的技术人员。

[0079] 本技术领域技术人员可以理解，除非特意声明，这里使用的单数形式“一”、“一个”、“所述”和“该”也可包括复数形式。应该进一步理解的是，本发明的说明书中使用的措辞“包括”是指存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件，但是并不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、组件和/或它们的组。

[0080] 本技术领域技术人员可以理解，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)，具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语，应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非被特定定义，否则不会用理想化或过于正式的含义来解释。

[0081] 图4是本发明实施例的信号定时恢复方法步骤图，如图4所示，本发明提供的信号定时恢复方法，包括以下步骤：

[0082] 接收多段信号，每段信号包括多个符号信号，对该多个符号信号进行采样，并计算各符号信号的定时误差；

[0083] 对每段信号中多个符号信号的定时误差进行加和求平均，得出每段信号的定时误差平均值；

[0084] 每段信号的定时误差平均值与预设门限进行对比，当多段信号的定时误差平均值连续大于或小于预设门限的次数超过预设次数时，计算采样点调整点数，并根据采样点调整点数对各符号信号进行定时恢复。

[0085] 其中，根据需要设置预设门限和预设次数，例如预设门限可以为0，预设次数可以为2～5次。

[0086] 对该多个符号信号进行过采样，通过以下公式计算各符号信号内的采样点个数：

[0087] BL＝fS/Rb

[0088] 其中，BL为各符号信号内的采样点个数，fS为采样速率，Rb为符号速率。

[0089] 通过以下公式计算各符号信号的定时误差：

[0090]

[0091] 其中，u(r)为符号信号r的定时误差， 为符号信号r和符号信号r-1的采样点中间时刻I路的内插值， 为符号信号r和符号信号r-1的采样点中间时刻Q路的内插值，xI(r)为符号信号r的I路的采样点，xQ(r)为符号信号r的Q路的采样点，xI(r-1)为符号信号r-1的I路的采样点，xQ(r-1)为符号信号r-1的Q路的采样点。

[0092] 在实际应用中，一个符号或者一个BIT被过采样，例如信号的采样速率是fs＝16mhz，符号速率Rb＝32khz，则过采样BL＝fs/Rb＝500，一个QPSK符号被BL＝500倍过采样，所以一个符号需要BL＝500个采样点积分得到这个符号数值。因此公式中xI(r)，xI(r-1)等都是BL个点积分的结果，xI(r)和xI(r-1)相差BL个点，xI(r)和xI(r-1/2)相差BL/2＝250个点。其中，一个BIT代表一个符号，两者等价，都是包含BL个采样点。

[0093] 通过以下公式对每段信号中多个符号信号的定时误差进行加和求平均：

[0094]

[0095] 其中，Ui为第i段符号信号内u(r)的平均值，P为第i段符号信号个数，i＝1,2,…。

[0096] 通过以下公式计算小数部分定时误差因子：

[0097]

[0098] 其中，Ui为第i段符号信号内u(r)的平均值，▽εi为第i段符号信号的小数部分定时误差因子。因此，采用跟踪式结构，根据一段符号内u(r)平均值的符号对小数部分定时误差进行调整。Δε为每次调整的步进。Δε越大，可跟踪的码偏范围越大，但定时误差估计值的精度也越低，应用时需要根据实际的要求来确定Δε。初始小数部分定时误差因子▽εi是未知的，一般将▽εi设为▽ε0＝0。并且并不是每一次得到新的▽εi后就立即去更新信号的前后顺序，而是▽εi大于一定数值，说明往一个方向持续一段时间才进行调整|▽εi|＞Num。

[0099] 通过以下公式根据采样点调整点数对各符号信号进行定时恢复：

[0100] newST＝newST+sign(▽ε)*move；

[0101] 其中，newST为原采样点位置，▽ε为小数部分定时误差因子，sign(▽ε)为带符号的小数部分定时误差因子，move为一次移动的点数，sign(▽ε)*move为采样点调整点数。

[0102] 本发明的信号定时恢复方法通过多次求取定时误差算术叠加后求平均得到平均定时误差，对平均定时误差进行判断，超过预设门限后进行叠加判断，平均定时误差连续超过预设门限的次数大于预设次数后，进行一次真正的环路更新，使得信号的定时恢复无需滤波插值，仅需二维平均算法即可达到稳定状态，省去传统gardner算法的滤波处理的资源，能够快速的确定调节方向，并且调节稳定，不会存在过度调整或者漏调的问题，并且能够适合使用大比例扩频信号的搜素最佳采样点和相关序列叠加。

[0103] 本发明的信号定时恢复方法中的gardner位同步算法能够独立于载波同步，不依赖载波同步装置，这样就大大减轻了信号解调中算法关联带来的算法复杂度，此种gardner算法能够节省传统gardner算法的滤波处理的资源，能够快速的确定系统的调节方向，并且调节稳定，不会存在过度调整或者漏调的问题，具有很大的实用性。能够广泛用于扩频通信，BPSK/QPSK等单载波通信系统。

[0104] 图5是本发明实施例的信号定时恢复方法实例图，如图5所示，第一步，设置一次移动的点数move＝1/8BIT，设置求一次平均的P_BIT数量，设置调整零值的预设门限THr；第二步，获取前面一个BIT采样点索引index1，index1采样点的信号算术和得到x(r-1)，当前BIT采样点索引index3，index3采样点的信号算术和得到x(r)，中间采样点索引index2，index1后半段与index3前半段组合为index2，index2采样点的信号算术和得到x(r-1/2)，例如，前面的BIT(符号)采样点索引为ABCD(1，2，3，4)，后面BIT索引为EFGH(5，6，7，8)，则中间位置索引是CDEF(3，4，5，6)，信号输出为x(r)；第三步，计算符号r的定时误差，公式为[0105]

[0106] 当积累到P_BIT个符号时，P_BIT个符号作为一段符号，计算这段符号内u(r)的平均值U；根据U与预设门限THr的大小关系，当U大于THr时，Δε＝-1，当U小于-THr时，Δε＝1，当U在-THr与THr之间时，Δε＝0；▽ε＝Δε+▽ε，一般将▽εi设为▽ε0＝0，当|▽εi|＞Num时，才调整采样点的位置，并且重新赋予▽ε0＝0。

[0107] 图5中关键是对信号经过多次gardner计算后，求取一次平均，通过平均的方向性判断调节的方向性，求完平均后再进行一次平滑，平均使得这连续的多个BIT调节方向的整体趋势，这样避免由于噪声或者干扰造成信号方向性的误判。同时档位由以前的2档变成3档，增加一个不调节档位，增强系统的稳定性和提高精度，不需要是无需调节。一个BIT代表一个符号，两者等价，都是包含BL个采样点。通过上述3个关键点形成一套完整的gardner调节流程。

[0108] 输入信号根据Gardner算法计算得到的定时误差进行调整，调整后的信号输出速率为2倍符号速率，其中包括一路最佳采样点的值，作为符号同步后的结果输出。

[0109] 图6是本发明实施例中u(r)每一次平均之后得到的Ui数值和预设门限比较示意图，如图6所示，图6示出一次求平均的数值，震荡还是比较剧烈的，初始阶段，Ui向一个方向调节，数值都为正数，中后阶段正负数都有调节，方向变动。

[0110] 图7是本发明实施例中信号采样点每一次实际调整的方向示意图，如图7所示的每一次实际调整的方向，由于每一次震荡根据方向得到一个调节增加值，这个增加数值不断累加到预设次数才可以真正调节。其中，调节大小固定，1表示往后面调节，0表示不调节，-1表示往回调节。

[0111] 图8是本发明实施例的gardner符号同步之前的采样点幅度，如图8所示，gardner符号同步之前信号幅度变动剧烈，根本无法解调信号。

[0112] 图9是本发明实施例的gardner符号同步之后的符号幅度，如图9所示，下面是根据gardner符号同步之后的信号幅度，该信号幅度为BL个采样点积分之后的幅度，同时，BL的数值大小还是不断在调节的，调节大小和方向是sign(▽ε)*move。

[0113] 对于方法实施例，为了简单描述，故将其都表述为一系列的动作组合，但是本领域技术人员应该知悉，本发明实施例并不受所描述的动作顺序的限制，因为依据本发明实施例，某些步骤可以采用其他顺序或者同时进行。其次，本领域技术人员也应该知悉，说明书中所描述的实施例均属于优选实施例，所涉及的动作并不一定是本发明实施例所必须的。

[0114] 图10是本发明实施例的信号定时恢复装置框图，如图10所示，本发明提供的实现如上述方法的信号定时恢复装置，包括：

[0115] 符号信号的定时误差计算模块，用于接收多段信号，每段信号包括多个符号信号，对该多个符号信号进行采样，并计算各符号信号的定时误差；

[0116] 定时误差平均值计算模块，用于对每段信号中多个符号信号的定时误差进行加和求平均，得出每段信号的定时误差平均值；

[0117] 信号定时恢复模块，用于每段信号的定时误差平均值与预设门限进行对比，当多段信号的定时误差平均值连续大于或小于预设门限的次数超过预设次数时，计算采样点调整点数，并根据采样点调整点数对各符号信号进行定时恢复。

[0118] 本发明实施例的信号定时恢复装置为两级叠加gardner环路最佳采样点采集装置，两级叠加具体为：第一是平均后叠加，多次求取定时误差u算术叠加后求平均得到U；第二是对U进行判断，超过一定门限THr后进行叠加判断，Ui再进行算术叠加，得到超过Num次以后才进行一次真正的环路更新。

[0119] 本发明的信号定时恢复装置通过多次求取定时误差算术叠加后求平均得到平均定时误差，对平均定时误差进行判断，超过预设门限后进行叠加判断，平均定时误差连续超过预设门限的次数大于预设次数后，进行一次真正的环路更新，使得信号的定时恢复无需滤波插值，仅需二维平均算法即可达到稳定状态，省去传统gardner算法的滤波处理的资源，能够快速的确定调节方向，并且调节稳定，不会存在过度调整或者漏调的问题，并且能够适合使用大比例扩频信号的搜素最佳采样点和相关序列叠加。

[0120] 本发明的信号定时恢复装置中的gardner位同步算法能够独立于载波同步，不依赖载波同步装置，这样就大大减轻了信号解调中算法关联带来的算法复杂度，此种gardner算法能够节省传统gardner算法的滤波处理的资源，能够快速的确定系统的调节方向，并且调节稳定，不会存在过度调整或者漏调的问题，具有很大的实用性。能够广泛用于扩频通信，BPSK/QPSK等单载波通信系统。

[0121] 对于装置实施例而言，由于其与方法实施例基本相似，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。

[0122] 图11是本发明实施例的信号解调系统框图，如图11所示，本发明提供的包括如上述信号定时恢复装置的信号解调系统，包括：

[0123] 信号采集装置，用于采集信号，并发送至伪码同步装置；

[0124] 伪码同步装置，用于对信号进行伪码同步，并发送至解扩装置；

[0125] 解扩装置，用于接收并对伪码同步后的信号进行解扩，并发送至信号定时恢复装置；

[0126] 载波同步装置，用于接收信号定时恢复装置发送的位同步后的信号，并对该信号进行载波同步；

[0127] 信号解调装置，用于接收并对载波同步后的信号进行解调，得到解调后的信号。

[0128] 在本发明的信号解调系统中，信号定时恢复装置能够独立于载波同步，不依赖载波同步装置，这样就大大减轻了算法关联带来是算法复杂度，算法的大致处理流程如下，接收解扩过来的码片信号，进行BIT位置边界搜索，然后完成多码片信号的叠加，输出低速的数据输出。同时根据前一个信号和后一个信号以及中间信号得到gardner定时误差，对定时误差信号求平均和平滑得到最佳采样点的调整。

[0129] 本发明的信号解调系统通过多次求取定时误差算术叠加后求平均得到平均定时误差，对平均定时误差进行判断，超过预设门限后进行叠加判断，平均定时误差连续超过预设门限的次数大于预设次数后，进行一次真正的环路更新，使得信号的定时恢复无需滤波插值，仅需二维平均算法即可达到稳定状态，省去传统gardner算法的滤波处理的资源，能够快速的确定调节方向，并且调节稳定，不会存在过度调整或者漏调的问题，并且能够适合使用大比例扩频信号的搜素最佳采样点和相关序列叠加。

[0130] 图12是本发明实施例的gardner符号同步之后的信号星座图，如图12所示，码同步、符号同步和载波同步后的信号星座图中，星座点的位置非常集中，此时对信号进行解调，误码率会大大降低。

[0131] 图13是本发明实施例的信号解调方法步骤图，如图13所示，本发明提供的基于上述信号解调系统实现的信号解调方法，包括以下步骤：

[0132] 采集信号；

[0133] 对采集的信号进行伪码同步；

[0134] 对伪码同步后的信号进行解扩；

[0135] 接收解扩后的多段信号，每段信号包括多个符号信号，对该多个符号信号进行采样，并计算各符号信号的定时误差；

[0136] 对每段信号中多个符号信号的定时误差进行加和求平均，得出每段信号的定时误差平均值；

[0137] 每段信号的定时误差平均值与预设门限进行对比，当多段信号的定时误差平均值连续大于或小于预设门限的次数超过预设次数时，计算采样点调整点数，并根据采样点调整点数对各符号信号进行定时恢复；

[0138] 对定时恢复后的信号进行载波同步；

[0139] 对载波同步后的信号进行解调，得到解调后的信号。

[0140] 本发明的信号解调系统通过多次求取定时误差算术叠加后求平均得到平均定时误差，对平均定时误差进行判断，超过预设门限后进行叠加判断，平均定时误差连续超过预设门限的次数大于预设次数后，进行一次真正的环路更新，使得信号的定时恢复无需滤波插值，仅需二维平均算法即可达到稳定状态，省去传统gardner算法的滤波处理的资源，能够快速的确定调节方向，并且调节稳定，不会存在过度调整或者漏调的问题，并且能够适合使用大比例扩频信号的搜素最佳采样点和相关序列叠加。此种改良后的装置叫做“两级叠加gardner环路-是多次求取定时误差u算术叠加后求平均得到U，第二是对U进行判断，超过一定门限THr后进行叠加判断，Ui再进行算术叠加，得到超过Num次以后才进行一次真正的环路更新”最佳采样装置。

[0141] 本发明的信号解调系统中的gardner位同步算法能够独立于载波同步，不依赖载波同步装置，这样就大大减轻了信号解调中算法关联带来的算法复杂度，此种gardner算法能够节省传统gardner算法的滤波处理的资源，能够快速的确定系统的调节方向，并且调节稳定，不会存在过度调整或者漏调的问题，具有很大的实用性。能够广泛用于扩频通信，BPSK/QPSK等单载波通信系统。

[0142] 以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。