一种OFDM系统接收机的定时频率同步方法

摘要

本发明属于通信技术领域，具体的说是涉及一种OFDM系统接收机的定时频率同步方法。本发明提出的同步序列设计方法和相关运算方法，可以有效降低系统频偏对定时估计精度的影响，实现了有较大频偏的OFDM系统的准确定时，大大提高了定时的精准性。本发明利用长短序列结合的方式，实现了对较大频偏的正确估计，既扩大了频偏估计的范围，也保证了频偏估计的精度。

权利要求

1.一种OFDM系统接收机的定时频率同步方法，其特征在于，包括以下步骤：步骤1：生成同步序列c1(k)和c2(k)：设OFDM符号长度为N，同步序列由c1(k)和c2(k)两部分组成；其中，序列c1(k)由4段ZC序列组成，序列c1(k)的长度为N，令N1＝N/4，有序列：2

其中，li(k)＝exp(jπrik /N1),k＝0,1,…,N1‑1,i＝1,…,4；ri是不同ZC序列根指数，取值为与N1互质的不同正整数；

序列c2(k)由1段ZC序列组成，长度为N2＝N/2，其表达为：2

c2(k)＝exp(jπr5k/N2),k＝0,1,…,N2‑1          (2)其中，r5是与N2互质的正整数；

利用生成的序列c1(k)和c2(k)进行拼装，构成发射机的同步序列，拼装方式为：[c1(k) c1(k) c2(k) c2(k)]，发射机的同步序列在进入信道前与数据组帧后，与有效传输数据一起被发射出去；

步骤2：设接收机收到的信号序列为y(k)，将本地序列c1(k)与接收序列y(k)进行相关运算，相关函数为：

*

其中，c1(k)是c1(k)的共轭；

2 2 2 2

设置相关门限th，当|P(d)|/N>th且|P(d+N)|/N>th时，认为检测到相关峰，当前位置即为定时同步位置，记为

步骤3：由步骤2得到的数据起始位置 即为接收信号中c2(k)的起始位置，对该部分信号做以下运算：

由式(4)和(5)得到系统频偏的粗估计值 当OFDM符号长度为N时，的估计范围为±1个子载波；

步骤4：利用频偏粗估计值 对接收信号中c1(k)部分进行频偏补偿，即：再利用补偿后的序列 对残留频偏进行估计，即：其中， 即是对残留频偏的第二次精估计，估计范围为±0.5个子载波；

步骤5：通过两次频偏估计，实现对系统频偏的精准估计，当前频偏的实际估计值即为：再利用式(10)对频偏估计值进行滤波，进一步减小频偏估计值的波动：其中λ为平滑系数， 即为当前帧最终的频偏估计值，用于接收信号的频偏补偿。

说明书

一种OFDM系统接收机的定时频率同步方法

技术领域

[0001] 本发明属于通信技术领域，尤其针对有较大的系统频偏的多径信道，提出一种OFDM系统接收机的定时频率同步方法。

背景技术

[0002] 正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)技术具有频谱利用率高，抗衰落能力强等特点，目前己成为新一代移动通信的技术核心。同步误差是
影响OFDM系统性能的一个重要因素，特别是在复杂多径环境中，较差的同步精度将严重恶
化系统的最终性能。现有文献对OFDM同步技术进行了大量研究，按照同步的功能：可以分为
定时同步、载波频率同步和采样时钟同步；按照同步的范围和精度分，分为粗同步和细同
步；按照是否借助辅助数据来分，分为数据辅助同步方法和盲同步方法。其中，数据辅助同
步方法的同步精度较高且计算复杂度较低，但是需要加入训练序列，一定程度上降低了数
据传输效率。在数据辅助同步方法中，文献1“Robust frequency and  timing 
synchronization for OFDM(by Schmidl T.M,Cox.D.C.IEEE Trans.Commun,1997，45
(12)：1613‑1621.)”首先提出了利用两个OFDM符号作为训练序列进行时间和频率同步。第
一个OFDM符号的前一半和后一半相同，可用于时间同步和频率精同步，利用前后两个符号
间的关系进行频率粗同步。文献2“Pilot assisted channel estimation for OFDM in 
mobile cellular systems(by F.Tufvesson,T.Maseng.IEEE VTC,vol.3,pp.1639‑1643,
May 4‑7,1997)”提出利用伪噪声(Pseudo‑Noise,PN)序列作为训练序列，将接收信号和本
地序列相关。这种方法的相关器结果有较大的输出峰值，通过最大值搜索找到同步位置，准
确度较高但是计算量较大。文献3“A technique for orthogonal frequency division 
multiplexing frequency offset correction(by Paul H.Moose.IEEE Trans.Commun,
1994，42(10)：2908‑2914)”提出在发射端发送两个重复的OFDM序列，在接收端利用这两个
重复序列的相位差来估计频偏，这种方法的频偏估计精度较高，但是频偏的估计范围不大
于0.5个子载波间隔，若缩短训练序列的时间周期，频偏估计范围可得到增大，但是估计精
度将会降低。

[0003] 此外，在复杂多径环境中，现有的OFDM同步算法存在以下问题：(1)现有的同步算法在定时同步时往往是寻找相关峰最大值，通过最大值位置来确定数据的起始位置，但是
在多径衰落信道中，能量最强的径可能不是第一条径，当使用现有同步算法时会定位到非
第一条径的其他径上，造成定时出错，带来系统性能的严重恶化；(2)现有的基于数据辅助
的相关同步算法，频偏估计范围较小，且在系统频偏较大时，定时会不准确，进而影响频偏
估计的精度。

发明内容

[0004] 本发明提供了一种含有较大系统频偏的OFDM系统中接收机的定时频率同步方案，包括以下步骤：

[0005] 步骤1：生成同步序列c1(k)和c2(k)。

[0006] 假设OFDM符号长度为N，同步序列由c1(k)和c2(k)两部分组成。

[0007] 序列c1(k)由4段ZC序列组成，序列c1(k)的长度为N，令N1＝N/4，有序列：

[0008]

[0009] 其中，li(k)＝exp(jπrik2/N1),k＝0,1,…,N1‑1,i＝1,…,4。ri是不同ZC序列根指数，取值为与N1互质的不同正整数。

[0010] 序列c2(k)由1段ZC序列组成，长度为N2＝N/2，其表达为：

[0011] c2(k)＝exp(jπr5k2/N2),k＝0,1,…,N2‑1  (2)

[0012] 其中，r5是与N2互质的正整数。

[0013] 利用生成的序列c1(k)和c2(k)进行拼装，构成发射机的同步序列，拼装方式如图1，发射机的同步序列在进入信道前与数据组帧后，与有效传输数据一起被发射出去。

[0014] 步骤2：假设接收机收到的信号序列为y(k)，将本地序列c1(k)与接收序列y(k)进行相关运算，相关函数为：

[0015]

[0016] 其中，c1*(k)是c1(k)的共轭。

[0017] 设置合适的相关门限th，当|P(d)|2/N2＞th且|P(d+N)|2/N2＞th时，认为检测到相关峰，当前位置即为定时同步位置，记为

[0018] 步骤3：由步骤2得到的数据起始位置 即为接收信号中c2(k)的起始位置，对该部分信号做以下运算：

[0019]

[0020]

[0021] 由式(4)和(5)可得到系统频偏的粗估计值 当OFDM符号长度为N时， 的估计范围为±1个子载波。

[0022] 步骤4：利用频偏粗估计值 对接收信号中c1(k)部分进行频偏补偿，即：

[0023]

[0024] 再利用补偿后的序列 对残留频偏进行估计，即：

[0025]

[0026]

[0027] 其中， 即是对残留频偏的第二次精估计，估计范围为±0.5个子载波。

[0028] 步骤5：通过两次频偏估计，实现对较大系统频偏的精准估计，当前频偏的实际估计值即为：

[0029]

[0030] 再利用式(10)对频偏估计值进行滤波，进一步减小频偏估计值的波动：

[0031]

[0032] 其中λ为平滑系数， 即为当前帧最终的频偏估计值，用于接收信号的频偏补偿。

[0033] 本发明的有益效果为：

[0034] 本发明提出的同步序列设计方法和相关运算方法，可以有效降低系统频偏对定时估计精度的影响，实现了有较大频偏的OFDM系统的准确定时，大大提高了定时的精准性。

[0035] 本发明利用长短序列结合的方式，实现了对较大频偏的正确估计，既扩大了频偏估计的范围，也保证了频偏估计的精度。

附图说明

[0036] 图1同步序列生成示意图

[0037] 图2定时估计的NRMSE的仿真结果

[0038] 图3频偏估计的RMSE的仿真结果。

具体实施方式

[0039] 下面结合附图和实施例对本发明进行详细描述，以便本领域的技术人员能够更好地理解本发明。

[0040] 实施例

[0041] 本实施方式采用Matlab R2014a仿真平台进行运行实验。

[0042] 实施例中的方案系统参数如下：OFDM子载波数N＝512，信道采样频率为22.5MHz，信道模型为三径的莱斯信道，莱斯因子为20，最大时延扩展为5us，弥散多普勒功率谱为典
型Jakes谱，最大多普勒频移为150Hz，信道中所叠加的噪声为加性高斯白噪声。

[0043] 步骤1：生成同步序列c1(k)和c2(k)。

[0044] 利用式(1)和(2)生成序列c1(k)和c2(k)，其中c1(k)的长度为N＝512，由长度为N1＝128的ZC序列构成，根指数分别取r1＝127,r2＝125,r3＝123,r4＝121。c2(k)的长度为N2＝
256，根指数取r5＝255。同步序列生成后，按图1的方式在发射机进行拼装，然后发射出去。

[0045] 步骤2：在接收端产生相同的序列c1(k)，利用式(3)进行相关计算得到相关值P2 2 2 2
(d)，通过判断|P(d)|/N ＞th且|P(d+N)|/N＞th，确定定时同步位置，记为 根据不同
的信噪比，门限th的取值在[0.35,0.6]内变化。

[0046] 步骤3：利用接收到的信号序列 由式(4)和(5)进行频偏粗估计值

[0047] 步骤4：利用频偏粗估计值 对接收信号序列 频偏补偿，得到补偿后的信号 利用 由式(7)和(8)进行残留频偏精估计，
得到估计值

[0048] 步骤5：通过两次频偏估计，得到当前的频偏估计值即为 利用式(10)对当前频偏估计值滤波，其中平滑系数取λ＝0.5，得到当前帧最终的频估计值

[0049] 利用估计出的频偏对时间同步后的信号进行频偏补偿后，输出做信号检测解调。

[0050] 采用本发明所述方法进行仿真测试，定时估计的NRMSE的仿真结果如图2所示，这里设置传统的Schmidl方法序列长度为1536，与改进方法序列长度一致。由图可知，本发明
提出的定时估计方法的NRMSE始终为0，优于传统的Schmidl方法。频偏估计的RMSE的仿真结
果如图3所示，这里分别以归一化频偏CFO＝0.25和CFO＝0.9为例。其中Schmidl方法的频偏
估计范围与序列长度有关，这里取长度为1536时，频偏估计范围为[‑1/3,1/3]，而本发明提
出的频偏估计方法的估计范围为[‑1,1]，且该方法的频偏估计精度与Schmidl方法基本一
致。因此，本发明提出的频偏估计方法优于传统的Schmidl方法。