一种适用于三相电力电子变换器的均匀分布PWM方法及系统

摘要

本发明公开了一种适用于三相电力电子变换器的均匀分布PWM方法及系统，属于电力电子技术领域。本发明相对于常规的固定开关频率的调制方法，根据三相系统电角度的变化更新开关频率的变化，所设计的开关频率时域波形的统计特性满足均匀分布的规律，同时兼顾降低开关损耗的原则。除此之外，还指出适合采用本发明来优化变换器输出性能的最佳原始开关频率。本发明相对于常规的固定开关频率的调制方法，通过开关频率的变化，既能在150kHz‑5MHz的频段最大限度地降低传导EMI，降低EMI滤波器体积以提高功率密度；同时还能降低变换器产生的开关损耗，提高系统效率。

权利要求

1.一种适用于三相电力电子变换器的均匀分布PWM方法，其特征在于，包括以下步骤：(1)提取三相系统的电角度ωt，根据其大小进行下列变换：(2)将变换后的ωt代入开关周期的变化表达式T(ωt)中，求得下一个载波周期的开关周期：其中，系数 k为开关频率变化系数；

所述开关频率变化系数 fsw为三相电力电子变换器的原始固定开关频率，fsw_low为变化开关频率后的开关频率下限；

(3)在下一个载波周期通过控制开关周期的大小来实现开关频率的实时变化。

2.根据权利要求1所述的适用于三相电力电子变换器的均匀分布PWM方法，其特征在于，若开关频率变化系数k大于0.6，则令k＝0.6。

3.一种适用于三相电力电子变换器的均匀分布PWM系统，其特征在于，包括以下模块：锁相环及变换模块，用于提取三相系统的电角度ωt，根据其大小进行下列变换：开关周期计算模块，用于将变换后的ωt代入开关周期的变化表达式T(ωt)中，求得下一个载波周期的开关周期；

其中，系数 k为开关频率变化系数；

所述开关频率变化系数 fsw为三相电力电子变换器的原始固定开关频率，fsw_low为变化开关频率后的开关频率下限；

控制模块，用于通过下一个载波周期的开关周期来控制开关频率的实时变化。

4.根据权利要求3所述的适用于三相电力电子变换器的均匀分布PWM系统，其特征在于，若开关频率变化系数k大于0.6，则令k＝0.6。

说明书

一种适用于三相电力电子变换器的均匀分布PWM方法及系统

技术领域

[0001] 本发明属于电力电子技术领域，更具体地，涉及一种适用于三相电力电子变换器的均匀分布PWM(脉冲宽度调制)方法。

背景技术

[0002] PWM型电力电子变换器广泛应用于家庭、商业和工业的众多领域，比如太阳能光伏发电、海上风电、高铁牵引、不间断电源、柔性直流输电等。但是，脉宽调制技术的应用带来了较大的电应力(dv/dt和di/dt)，从而会产生传导电磁干扰影响装备的正常运行乃至降低系统的可靠性。目前，电力电子装备正不断朝着高压大容量、高开关频率、高功率密度的方向发展，尤其是高开关频率的宽紧带半导体器件在电力电子领域的应用，使得传导EMI进一步恶化。因此，必须要采用相应的措施将传导EMI的发射水平限制在标准规定的范围内。

[0003] 抑制电力电子变换器产生的电磁干扰的主要方法有阻碍或者旁路电磁干扰的传播路径和降低噪声源。EMI(Electromagnetic Interference，电磁干扰)滤波器是行之有效的在传播路径上抑制传导EMI的方法，良好的EMI滤波器设计可以使传导EMI满足标准要求。然而引进的无源元件大大地增加了系统的重量和体积。

[0004] 因此，降低EMI噪声源可以在不增加额外硬件的前提下，大大降低装备的传导EMI发射水平。对于常规的固定开关频率的PWM调制策略，谐波能量主要集中在载波谐波附近。映射到传导EMI的频谱上，在载波频率附近有许多尖峰，严重恶化了电磁干扰。基于此，许多学者开发出变化开关频率的PWM策略。最具代表的是随机PWM(RPWM)和基于模型预测的变开关频率PWM(VSFPWM)。RPWM随机地在一定范围内改变开关频率，没有考虑开关损耗和电流纹波。VSFPWM基于纹波的实时预测，通过对纹波的控制来改变开关频率，并且已经运用于整流器的电容纹波控制，电机系统的转矩纹波控制等应用场合。但是这种调制方法跟变换器的运行工况有关，在很多工况，传导EMI的抑制效果不佳。

发明内容

[0005] 针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种适用于三相电力电子变换器的均匀分布PWM方法，其目的在于，降低传导电磁干扰和开关损耗，由此解决应用高开关频率碳化硅变换器恶化传导电磁干扰的技术问题。

[0006] 为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种适用于三相电力电子变换器的均匀分布PWM方法，包括以下步骤：

[0007] (1)提取三相系统的电角度ωt，根据其大小进行下列变换：

[0008]

[0009] (2)将变换后的ωt代入开关周期的变化表达式T(ωt)中，求得下一个载波周期的开关周期，从而控制开关频率的实时变化；

[0010]

[0011] 其中，系数 k为开关频率变化系数；

[0012] (3)在下一个载波周期通过控制开关周期的大小来实现开关频率的实时变化。

[0013] 按照本发明的另一方面，提供了一种适用于三相电力电子变换器的均匀分布PWM系统，包括以下模块：

[0014] 锁相环及变换模块，用于提取三相系统的电角度ωt，根据其大小进行下列变换：

[0015]

[0016] 开关周期计算模块，用于将变换后的ωt代入开关周期的变化表达式T(ωt)中，求得下一个载波周期的开关周期；

[0017]

[0018] 其中，系数 k为开关频率变化系数；

[0019] 控制模块，用于通过开关周期来控制开关频率的实时变化。

[0020] 进一步地，所述开关频率变化系数 fsw为三相电力电子变换器的原始固定开关频率，fsw_low为变化开关频率后的开关频率下限。

[0021] 进一步地，若开关频率变化系数k大于0.6，则令k＝0.6。

[0022] 总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比：

[0023] 本发明相对于常规的固定开关频率的调制方法，通过开关频率的变化，既能在150kHz-5MHz的频段最大限度地降低传导EMI，降低EMI滤波器体积以提高功率密度；同时还能降低变换器产生的开关损耗，提高系统效率。

[0024] 进一步地，本发明还指出适合采用本发明来优化变换器输出性能的最佳原始固定开关频率，由于考虑传导EMI的频谱范围和实际应用中电力电子器件的开关速度及损耗大小，当原始开关频率在50kHz左右时采用所提出的均匀分布PWM算法，起到最优降低传导EMI的作用，具有减小对外传导干扰和EMI滤波器体积等好的技术效果。

附图说明

[0025] 图1是通用的三相两电平变换器；

[0026] 图2是固定的开关频率对变开关频率降低传导EMI的影响，其中，图2a为固定开关频率为10kHz的调制策略与对应的VSFPWM的传导EMI对比图，图2b为固定开关频率为50kHz的调制策略与对应的VSFPWM的传导EMI对比图；

[0027] 图3是开关频率线性变化的示意图；

[0028] 图4是三相变换器的参考正弦调制波；

[0029] 图5是所提出的均匀PWM的开关频率波形(计算结果)；

[0030] 图6是所提出的均匀分布PWM的开关频率统计分布(实验结果)；

[0031] 图7是常规调制方法与提出的均匀分布PWM的传导EMI对比(实验结果)；

[0032] 图8是常规调制方法与提出的均匀分布PWM的开关损耗对比(计算结果)；

[0033] 图9是所提出的均匀分布PWM的实现框图。

具体实施方式

[0034] 为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

[0035] 本发明是基于如图1所示的通用三相两电平变换器而开发的基于开关频率均匀分布来降低传导EMI和开关损耗的调制方法。该变换器既可以运行于整流器模式。也可以运行于逆变器模式。三相交流侧既可以接电网也可以带电动机等三相负载。

[0036] 图2用以说明开关频率对采用变开关频率方法降低传导EMI的影响。对固定开关频率的调制策略，双重傅里叶分析表明谐波能量主要集中在载波谐波附近，尤其是前几次载波谐波。图2a为不同开关频率下的传导EMI频谱。可以看出，对于开关频率为50kHz的情形，频谱上存在许多明显的尖峰。这意味着载波谐波与其边带谐波之间的能量分布极度不均，而开关频率10kHz的情形下这种差距要小得多。因为频谱的起始点150kHz对50kHz而言是第3次载波谐波，而对10kHz而言已经是第15次载波谐波，此时的载波谐波相比前几次载波谐波已经迅速衰减到几乎不能从其载波簇中明显地识别出来。比如对50kHz和10kHz，频谱
150kHz附近电磁干扰的最大值与最小值之差分别为70dB和35dB。换言之，在频谱上谐波能量分布越不均匀，变化开关频率降低EMI的能力就越强。图2中同时给出了变化开关率后的传导EMI，显然50kHz的情形传导EMI的降低效果更佳。所以，为了获得更优的传导EMI降低效果，固定开关频率的选择应当使主要载波谐波集中在150kHz附近，比如50kHz左右的开关频率。

[0037] 以下分析均匀分布PWM的开关频率的解析式的导出过程。假设开关频率在给定的变化范围内线性变化的(既可以是线性递增也可以是线性递减)。图3是开关频率的线性变化示意图。两个时刻的采样点分别在在A1和B1处，A1处开关频率较低即开关周期较长而B1处开关频率较高即开关周期较短，即ΔtA>ΔtB，从而分别得到下一个采样点A2和B2。显然在A1处频率附近的采样点个数少于在B1处频率附近的采样点个数，从而导致开关频率依然集中在高开关频率处，仍然会出现图2中的尖峰。为了使开关频率均匀分布，开关频率的波形应当满足以下规律：在低开关频率处变化率较小，而高开关频率处变化率较大。下式则能够满足这一规律：

[0038]

[0039] 其中，ω表示基波频率(rad/s)，f为开关频率的时域表达式，C为常数。

[0040] 满足上式即可使开关频率均匀分布，从而使传导EMI获得较多的衰减。

[0041] 本发明的另一个目的是降低开关损耗。图4是三相系统参考调制波的及其绝对值最大值(即图示的6脉波的包络线)。对于大多数运行在单位功率因数的变换器，其电流与电压同相位，那么三相电流与图4中电压除了幅值基本类似。对开关损耗而言，电流的绝对值越大，开关损耗越大。因此，为了降低开关损耗，电流越大时，开关频率应当越低。对于三相系统而言，开关频率应当和三相电流绝对值的最大值负相关。即与图4中的六脉波包络线同周期，反单调性。其周期性与对称性总结如下，在一个基波周期内(即ωt在[0,2π]的范围内)，满足以下特性

[0042] (1)周期性：开关频率的重复周期为基波周期的六分之一，即π/3rad[0043] (2)对称性：ωt在[0,π/3]的范围内，开关频率的波形关于t＝π/6对称[0044] 由于开关频率的周期性与对称性，只需在[0,π/6]内对其解析式求解。前面给出的开关频率表达式两边对ωt进行求导，得到

[0045] f”(ωt)f(ωt)-(f'(θ)ωt)2＝0

[0046] 上式为二阶微分方程，需要两个边界条件方能求解。于是给出开关频率变化的上下限作为两个边界条件条件：

[0047] f(0)＝fsw_upper＝fsw

[0048]

[0049] 从而求得开关频率的表达式：

[0050]

[0051] 该表达式中，指数的求解会花费控制器大量的运算时间；除此之外，DSP中开关频率是通过开关周期来控制的，而除法运算也会增加负担。因此，将上式取倒数后采用麦克劳林公式展开后取前5项，可得：

[0052]

[0053] 其中，系数a为

[0054]

[0055] 图5给出了开关频率变化的精确图形以及其拟合的曲线，显然两者几乎完全重合在一起看不出差别，证明这种近似拟合具有极高的准确性。

[0056] 图6给出了实验中得到的开关频率的统计分布图，基本上是满足均匀分布的，鉴于此，将此方法命名为均匀分布PWM。

[0057] 图7是提出的均匀分布PWM和常规PWM的传导EMI对比图，显然在低频段EMI得到了较好的衰减，几乎没有明显的尖峰。特别在EMI最恶劣的150kHz处，EMI的衰减可达到近20dB。

[0058] 图8是开关损耗的比较，显然提出的均匀分布PWM也能极大地降低开关损耗，提高系统效率。

[0059] 综合上述分析与说明，图9给出了所提出的均匀分布PWM的实现框图。

[0060] 本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。