三电平直流-直流变换器及其驱动电路

摘要

公开了一种三电平直流‑直流变换器及其驱动电路，本发明实施例的技术方案通过生成第一偏置电压、第二偏置电压和第一电压，并在启动时将自举电容两端电压充电至所述第一电压，通过所述第一偏置电压和所述自举电容两端电压为所述第一驱动器和第二驱动器供电，通过所述第二偏置电压为所述第三驱动器供电，通过所述第一电压为所述第四驱动器供电。由此，可以减少驱动元件、简化驱动控制电路、降低电路成本，同时使得每个驱动器的驱动电压相同。

权利要求

1.一种驱动电路，用于驱动三电平直流-直流变换器，其特征在于，所述驱动电路包括：第一驱动器、第二驱动器、第三驱动器和第四驱动器，被配置为根据对应的控制信号分别驱动所述三电平直流-直流变换器的第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关和第四功率开关；

供电电路，所述供电电路包括自举电容，所述供电电路被配置为生成第一偏置电压、第二偏置电压和第一电压，在启动时将所述自举电容两端电压充电至所述第一电压，并通过所述自举电容两端电压为所述第一驱动器和第二驱动器供电，通过所述第二偏置电压为所述第三驱动器供电，通过所述第一电压为所述第四驱动器供电；

其中，所述第一偏置电压大于所述第一电压，所述第二偏置电压受控在所述第一偏置电压和所述第一电压之间切换。

2.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述第二偏置电压根据所述第一功率开关的驱动逻辑信号在所述第一偏置电压和所述第一电压之间切换。

3.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述第一功率开关导通时，所述第二偏置电压等于第一偏置电压；所述第一功率开关关断时，所述第二偏置电压等于所述第一电压。

4.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述驱动电路被配置为在启动时控制所述第二功率开关和所述第四功率开关导通第一预定时间以使得所述供电电路通过所述第一偏置电压将所述自举电容两端电压充电至所述第一电压。

5.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述第一偏置电压的大小为所述三电平直流-直流变换器中的跨接电容两端电压和所述第一电压的和。

6.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述供电电路被配置为受控于所述第一功率开关的驱动逻辑信号和第二功率开关的驱动逻辑信号，通过所述自举电容两端电压为所述第一驱动器和第二驱动器供电。

7.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述供电电路包括：

第一开关，所述第一开关与所述自举电容的第二端串联后形成的串联电路并联连接在所述第一驱动器的两个供电端之间；以及第二开关，所述第二开关与所述自举电容的第二端串联后形成的串联电路并联连接在所述第二驱动器的两个供电端之间。

8.根据权利要求7所述的驱动电路，其特征在于，所述第一开关连接在所述自举电容的第二端以及所述第一功率开关和第二功率开关的公共连接端之间，受控于所述第一功率开关的驱动逻辑信号导通或关断，使得所述自举电容在所述第一开关导通时向所述第一驱动器供电以驱动所述第一功率开关导通；

所述第二开关连接在所述自举电容以及所述第二功率开关和第三功率开关的公共连接端之间，受控于所述第二功率开关的驱动逻辑信号导通或关断，使得所述自举电容在所述第二开关导通时向所述第二驱动器供电以驱动所述第二功率开关导通。

9.根据权利要求7所述的驱动电路，其特征在于，所述供电电路还包括：

电压生成电路，被配置为生成所述第一偏置电压、第二偏置电压和第一电压；以及二极管，连接在所述电压生成电路的第一偏置电压输出端和所述自举电容之间。

10.根据权利要求9所述的驱动电路，其特征在于，所述电压生成电路包括：电压源，被配置为生成所述第一电压；

第三开关，被配置为连接至所述三电平直流-直流变换器中的跨接电容的第一端，受控于所述第四功率开关的控制信号导通或关断；

电荷泵电路，输入端分别与所述第三开关和所述电压源的输出端耦接，被配置为根据所述跨接电容的两端电压和所述第一电压生成所述第一偏置电压；以及第四开关，与所述电压源的输出端和电荷泵电路的输出端耦接，被配置为受控于所述第一功率开关的驱动逻辑信号导通或关断，以使得所述第二偏置电压在所述第一偏置电压和所述第一电压之间切换。

11.一种三电平直流-直流变换器，其特征在于，包括：

第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关和第四功率开关，所述第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关和第四功率开关依次连接在输入端口之间；

跨接电容，连接在第一连接端和第二连接端之间，所述第一连接端为所述第一功率开关和第二功率开关的公共连接端，所述第二连接端为所述第三功率开关和第四功率开关的公共连接端；以及如权利要求1-10中任一项所述的驱动电路。

12.根据权利要求11所述的三电平直流-直流变换器，其特征在于，所述第一功率开关和所述第四功率开关的控制信号互补，所述第二功率开关和所述第三功率开关的控制信号互补。

说明书

三电平直流-直流变换器及其驱动电路

技术领域

[0001] 本发明涉及电子电力技术领域，更具体地，涉及一种三电平直流-直流变换器及其驱动电路。

背景技术

[0002] 三电平直流-直流变换器的理想工作状况为跨接电容的两端电压V等于输入电压的1/2，此时三电平直流-直流变换器的各开关所要承受的电压为输入电压的一半，并有利于减小输出滤波器的体积，实现了高功率密度。同时，在满足同样的纹波要求时，可降低开关频率，从而降低开关损耗。

[0003] 但是相比与两电平直流-直流变换器，三电平直流-直流变换器的元件数目明显增加，并且三电平直流-直流变换器中有多个开关需要设置驱动电路，且高端开关和其中一个低端开关不共地，均需要进行驱动隔离(一般采用设置自举电容的方式)。由此，在现有技术的三电平直流-直流变换器中，驱动元件数量较多，驱动控制复杂，不利用系统的集成化。

发明内容

[0004] 有鉴于此,本发明实施例提供一种三电平直流-直流变换器及其驱动电路，以减少驱动元件、简化驱动控制电路、降低电路成本。

[0005] 第一方面，本发明实施例提供一种驱动电路，用于驱动三电平直流-直流变换器，所述驱动电路包括：

[0006] 第一驱动器、第二驱动器、第三驱动器和第四驱动器，被配置为根据对应的控制信号分别驱动所述三电平直流-直流变换器的第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关和第四功率开关；

[0007] 供电电路，所述供电电路包括自举电容，所述供电电路被配置为生成第一偏置电压、第二偏置电压和第一电压，在启动时将所述自举电容两端电压充电至所述第一电压，并通过所述自举电容两端电压为所述第一驱动器和第二驱动器供电，通过所述第二偏置电压为所述第三驱动器供电，通过所述第一电压为所述第四驱动器供电；

[0008] 其中，所述第一偏置电压大于所述第一电压，所述第二偏置电压受控在所述第一偏置电压和所述第一电压之间切换。

[0009] 进一步地，所述第二偏置电压根据所述第一功率开关的驱动逻辑信号在所述第一偏置电压和所述第一电压之间切换。

[0010] 进一步地，所述第一功率开关导通时，所述第二偏置电压等于第一偏置电压；所述第一功率管关断时，所述第二偏置电压等于所述第一电压。

[0011] 进一步地，所述驱动电路被配置为在启动时控制所述第二功率开关和所述第四功率开关导通第一预定时间以使得所述供电电路通过所述第一偏置电压将所述自举电容两端电压充电至所述第一电压。

[0012] 进一步地，所述第一偏置电压的大小为所述三电平直流-直流变换器中的跨接电容两端电压和所述第一电压的和。

[0013] 进一步地，所述供电电路被配置为受控于所述第一功率开关的驱动逻辑信号和第二功率开关的驱动逻辑信号，通过所述自举电容两端电压为所述第一驱动器和第二驱动器供电。

[0014] 进一步地，所述供电电路包括：

[0015] 第一开关，与所述自举电容的第二端串联后并联连接在所述第一驱动器的两个供电端之间；以及

[0016] 第二开关，与所述自举电容的第二端串联后并联连接在所述第二驱动器的两个供电端之间。

[0017] 进一步地，所述第一开关连接在所述自举电容的第二端以及所述第一功率开关和第二功率开关的公共连接端之间，受控于所述第一功率开关的驱动逻辑信号导通或关断，使得所述自举电容在所述第一开关导通时向所述第一驱动器供电以驱动所述第一功率开关导通；所述第二开关连接在所述自举电容以及所述第二功率开关和第三功率开关的公共连接端之间，受控于所述第二功率开关的驱动逻辑信号导通或关断，使得所述自举电容在所述第二开关导通时向所述第二驱动器供电以驱动所述第二功率开关导通。

[0018] 进一步地，所述供电电路还包括：

[0019] 二极管，连接在所述电压生成电路的第一偏置电压输出端和所述自举电容之间；以及

[0020] 电压生成电路，被配置为生成所述第一偏置电压、第二偏置电压和第一电压。

[0021] 进一步地，所述电压生成电路包括：

[0022] 电压源，被配置为生成所述第一电压；

[0023] 第三开关，被配置为连接至所述三电平直流-直流变换器中的跨接电容的第一端，受控于所述第四功率开关的控制信号导通或关断；

[0024] 电荷泵电路，输入端分别与所述第一开关和所述电压源的输出端耦接，被配置为根据所述跨接电容的两端电压和所述第一电压生成所述第一偏置电压；以及[0025] 第四开关，与所述电压源的输出端和电荷泵电路的输出端耦接，被配置为受控于所述第一功率开关的驱动逻辑信号导通或关断，以使得所述第二偏置电压在所述第一偏置电压和所述第一电压之间切换。

[0026] 第二方面，本发明实施例提供一种三电平直流-直流变换器，包括：

[0027] 第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关和第四功率开关，所述第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关和第四功率开关依次连接在输入端口之间；

[0028] 跨接电容，连接在第一连接端和第二连接端之间，所述第一连接端为所述第一功率开关和第二功率开关的公共连接端，所述第二连接端为所述第三功率开关和第四功率开关的公共连接端；以及

[0029] 如上所述的驱动电路。

[0030] 进一步地，所述第一功率开关和所述第四功率开关的控制信号互补，所述第二功率开关和所述第三功率开关的控制信号互补。

[0031] 本发明实施例的技术方案通过生成第一偏置电压、第二偏置电压和第一电压，并在启动时将自举电容两端电压充电至所述第一电压，通过所述第一偏置电压和所述自举电容两端电压为所述第一驱动器和第二驱动器供电，通过所述第二偏置电压为所述第三驱动器供电，通过所述第一电压为所述第四驱动器供电。由此，可以减少驱动元件、简化驱动控制电路、降低电路成本，同时使得每个驱动器的驱动电压相同。

附图说明

[0032] 通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

[0033] 图1是本发明实施例的三电平直流-直流变换器的电路图；

[0034] 图2是本发明实施例的驱动电路的电路图；

[0035] 图3是本发明实施例的电压生成电路的电路图；

[0036] 图4是本发明实施例的三电平直流-直流变换器在占空比小于0.5时的工作示意图；以及

[0037] 图5是本发明实施例的三电平直流-直流变换器在占空比大于0.5时的工作示意图。

具体实施方式

[0038] 以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

[0039] 此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

[0040] 同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

[0041] 除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

[0042] 在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

[0043] 图1是本发明实施例的三电平直流-直流变换器的电路图。如图1所示，本申请实施例的三电平直流-直流变换器包括驱动电路11、功率开关Q1-Q4、跨接电容Cf、磁性元件Lo和输出电容Co。在本实施例中，功率开关Q1-Q4采用金属氧化物场效应晶体管(MOSFET)。但是，其它类型的电控开关器件，例如，双极性晶体管(BJT)以及绝缘栅型晶体管(IGBT)也均可以作为本实施例的开关。

[0044] 功率开关Q1和Q2依次串联连接在输入端口的第一端a和中间端sw。功率开关Q3和Q4依次串联连接在中间端sw和输入端口的第二端b(也即接地端)之间。跨接电容Cf连接在端m和端n之间，其中，端m为功率开关Q1和Q2的公共连接端，端n为功率开关Q3和Q4的公共连接端。磁性元件Lo耦接至中间端sw和输出端口的一端o之间。输出电容Co连接在输出端口的两端之间。

[0045] 在一种可选的实现方式中，功率开关Q1和Q4的控制信号GH1和GL1互补，功率开关Q2和Q3的控制信号GH2和GL2互补。也即，在功率开关Q1保持导通时，功率开关Q4关断，反之，在功率开关Q4保持导通时，功率开关Q1关断。在功率开关Q2保持导通时，功率开关Q3关断，反之，在功率开关Q3保持导通时，功率开关Q2关断。进一步地，功率开关Q1和功率开关Q2的控制信号GH1和GH2的占空比相等。

[0046] 在一种可选的实施方式中，功率开关Q1和Q2的控制信号GH1和GH2的占空比相等，功率开关Q1和Q2的控制信号GH1和GH2的相位差为180°。这使得功率开关Q1-Q4所需承受的电压为输入电压Vin的一半并且增大了磁性元件的电流的频率。这可以降低电路的功耗和制造成本。

[0047] 驱动电路11包括驱动器U1、驱动器U2、驱动器U3、驱动器U4和供电电路111。其中，驱动器U1、驱动器U2、驱动器U3和驱动器U4被配置为根据功率开关Q1-Q4的驱动逻辑信号生成控制信号GH1、GH2、GL2和GL1，以分别驱动控制功率开关Q1-Q4。供电电路111包括自举电容，用于对功率开关Q1-Q4进行驱动隔离。供电电路111被配置为生成第一偏置电压Bias1、第二偏置电压Bias2和第一电压VDD，在启动时通过第一偏置电压将自举电容充电至第一电压VDD，并通过自举电容两端电压为驱动器U1和驱动器U2供电，通过第二偏置电压Bias2为驱动器U3供电，通过第一电压VDD为驱动器U4供电，最终使得驱动器U1-U4的驱动电压均为第一电压VDD。其中，第一偏置电压Bias1大于第一电压VDD，第二偏置电压Bias2受控在第一偏置电压Bias1和第一电压VDD之间切换。

[0048] 由此，本实施例可以通过不同的外部电压分别给功率开关Q1-Q4的驱动器U1-U4供电，使得仅需一个自举电容便可以将功率开关Q1-Q4进行驱动隔离，实现高端开关(功率开关Q1或Q2)和其中一个低端开关(功率开关Q3或Q4)不共地，同时保证每个驱动器的驱动电压相同，这简化了三电平直流-直流变换器的驱动控制，减少了驱动元件的数量，从而节约电路成本。

[0049] 在一种可选的实现方式中，第二偏置电压Bias2根据功率开关Q1的控制信号GH1在第一偏置电压Bias1和第一电压VDD之间切换。例如，在功率开关Q1的控制信号GH1有效时，第二偏置电压Bias2受控切换为第一偏置电压Bias1，在功率开关Q1的控制信号GH1无效时，第二偏置电压Bias2受控切换为第一电压VDD。

[0050] 在一种可选的实现方式中，供电电路111被配置为在启动时控制功率开关Q2和功率开关Q4导通第一预定时间以使得供电电路111将自举电容两端电压充电至第一电压VDD。也就是说，在启动后第一预定时间内，控制功率开关Q2和功率开关Q4的控制信号GH2和GL1有效。由此，第一偏置电压Bias1可以基于功率开关Q2和功率开关Q4形成的通路在第一预定时间内将驱动电路中的自举电容的电压充电至第一电压VDD，以使得自举电容的电压可以给功率开关Q1和Q2的驱动器U1和U2供电。在一种可选的实现方式中，供电电路111被配置为受控于第一功率开关Q1的驱动逻辑信号和第二功率开关Q2的驱动逻辑信号，通过自举电容两端电压分别为第一驱动器U1和第二驱动器U2供电。

[0051] 在一种可选的实现方式中，第一偏置电压Bias1的大小为跨接电容Cf的两端电压和第一电压的和。优选地，在三电平直流-直流变换器中，跨接电容Cf的电压为1/2Vin，也即Bias1＝1/2Vin+VDD。

[0052] 图2是本发明实施例的驱动电路的电路图。如图2所示，驱动电路2包括驱动器U1-U4和供电电路21。其中，驱动器U1-U4分别根据开关Q1-Q4的驱动逻辑信号Vgh1、Vgh2、Vgl1和Vgl2生成控制信号GH1、GH2、GL2和GL1，以分别驱动Q1-Q4的导通和关断。供电电路21包括电压生成电路211、自举电容Cbst、二极管Dbst、开关S1和开关S2。电压生成电路211被配置为生成第一偏置电压Bias1、第二偏置电压Bias2和第一电压VDD。二极管Dbst、自举电容Cbst和开关S1依次连接在供电电路311的第一输出端(输出第一偏置电压Bias1)和跨接电容Cf1的第一端m(也即功率开关Q1和Q2的公共连接端)之间。二极管Dbst的阳极连接至供电电路311的第一输出端，阴极连接至自举电容Cbst的第一端。开关S2连接在自举电容Cbst的第二端和中间端sw之间。自举电容Cbst和开关S1串联后并联连接在驱动器U1的两个供电端之间，同时，自举电容Cbst和开关S2串联后并联连接在驱动器U2的两个供电端之间。开关S1受控于功率开关Q1的驱动逻辑信号Vgh1导通或关断、开关S2受控于功率开关Q2的驱动逻辑信号Vgh2导通或关断。由此，在开关S1受控导通时，自举电容Cbst的两端电压为驱动器U1供电。在开关S2受控导通时，自举电容Cbst的两端电为驱动器U2供电。驱动器U3的两个供电端分别连接至电压生成电路211的第二偏置电压输出端和跨接电容Cf的第二端n(也即功率开关Q3和功率开关Q4的公共连接端)，由第二偏置电压Bias2供电，同时参考端n的电位，两者的差作为驱动器U3的驱动电压。驱动器U4的两个供电端连接至电压生成电路211的第一电压输出端和接地端，由第一电压VDD供电，第一电压VDD直接作为驱动器U4的驱动电压。

[0053] 由此，在本实施例中，第一偏置电压Bias1通过二极管Dbst给自举电容Cbst充电，使得自举电容Cbst的电压为VDD。在功率开关Q1的驱动逻辑信号Vgh1有效时，开关S1受控导通，自举电容Cbst给驱动器U1供电。在功率开关Q2的驱动逻辑信号Vgh2有效时，开关S2受控导通，自举电容Cbst给驱动器U2供电。

[0054] 在本实施例中，在启动时通过第一偏置电压Bias1将自举电容Cbst的电压充电至第一电压VDD，通过自举电容Cbst的电压为驱动器U1和驱动器U2供电，通过第二偏置电压Bias2为驱动器U3供电，通过第一电压VDD为驱动器U4供电。由此，可以减少三电平直流-直流变换器的驱动元件、简化驱动控制电路、降低电路成本，同时实现了驱动隔离，且保证各驱动器的驱动电压相同。

[0055] 图3是本发明实施例的电压生成电路的电路图。在一种可选的实现方式中，电压生成电路211如图3所示。电压生成电路211的一端i连接至跨接电容Cf的第一端m(也即功率开关Q1和功率开关Q2的公共连接端)。其中，电压生成电路211包括电压源31、开关S3、电荷泵电路PUMP和开关S4。

[0056] 电压源31用于生成第一电压VDD。在一种可选的实现方式中，电压源31可以为LDO(low dropout regulator，低压差线性稳压器)。电压生成电路211还包括第一电容Cvdd。电压源31给第一电容Cvdd充电以使得第一电容Cvdd上的电压为第一电压VDD。LDO应用在其线性区域内运行的晶体管或场效应管，从输入电压中减去超额的电压，产生经过调节的输出电压。其中，LDO具有成本低、噪音低、静态电流小和效率高等优点。应理解，本实施例不限于采用LDO，其他能够获取第一电压VDD的电压源均能够应用于本实施例中。

[0057] 在一种可选的实现方式中，电压生成电路211还包括第二电容Cbias，连接在开关S3的一端与接地端之间。开关S3连接在电压生成电路211的一端i与电荷泵电路PUMP之间。开关S3受控于功率开关Q4的驱动逻辑信号Vgl1导通或关断。如图2所示，在功率开关Q4的驱动逻辑信号Vgl1有效时，功率开关Q4导通，跨接电容Cf的第二端n的电压Vn＝0，由于跨接电容Cf的两端电压为1/2Vin，因此，跨接电容Cf的第一端m的电压Vm＝1/2Vin。由此，在功率开关Q4的驱动逻辑信号Vgl1有效时，开关S3受控导通，跨接电容Cf给第二电容Cbias充电，以使得第二电容Cbias上的电压为1/2Vin。电荷泵电路PUMP的第一输入端i1连接至第二电容Cbias，第二输入端i2连接至电压源31的输出端，以输出第一偏置电压Bias1，其中，第一偏置电压Bias1为跨接电容Cf的两端电压和第一电压VDD的和，也即(1/2Vin+VDD)。应理解，能够实现“Bias1＝1/2Vin+VDD”的电路均可应用于本实施例中。

[0058] 开关S4受控于功率开关Q1的驱动逻辑信号Vgh1。其中，开关S4与电压源31的输出端和电荷泵电路PUMP的输出端耦接。也就是说，在功率开关Q1的驱动逻辑信号Vgh1有效时，开关S4受控导通，第二偏置电压Bias2切换为第一偏置电压Bias1。在功率开关Q1的驱动逻辑信号Vgh1无效时，开关S4受控关断，第二偏置电压Bias2切换为第一电压VDD。

[0059] 由此，在本实施例中，电压生成电路根据功率开关Q4和功率开关Q1的驱动逻辑信号Vgl1和Vgh1生成第一偏置电压Bias1、第二偏置电压Bias2和第一电压VDD，以给驱动器U1-U4提供电源，从而实现对功率开关Q1-Q4的驱动控制。

[0060] 图4是本发明实施例的三电平直流-直流变换器在占空比小于0.5时的工作示意图。在三电平直流-直流变换器开始工作时，需要建立跨接电容Cf的电压、第一偏置电压Bias1、第二偏置电压Bias2和第一电压VDD。如图4所示，在三电平直流-直流变换器开始工作之前，控制功率开关Q2和功率开关Q4的驱动逻辑信号Vgh2和Vgl1在第一预定时间内(时刻t0-时刻t1)为有效。由图3容易得知，供电电路可以根据输入电压Vin、功率开关Q4的驱动逻辑信号Vgl1和功率开关Q1的驱动逻辑信号Vgh1建立第一电压VDD、第一偏置电压Bias1和第二偏置电压Bias2。在本实施例中，建立跨接电容Vcf1的电压为输入电压Vin的1/2。由此，如图3所示，在功率开关Q4的驱动逻辑信号Vgl1有效时，开关S3受控导通，供电电路的第一端i连接至跨接电容Cf的第一端m，因此，在开关S3导通时，跨接电容Cf对第二电容Cbias进行充电，以使得第二电容Cbias的电压为1/2Vin，电荷泵电路PUMP生成第一偏置电压Bias1＝1/2Vin+VDD。可选的，跨接电容Cf的电压和第一电压VDD均可以通过输入电压Vin建立。在跨接电容Cf的电压、第一偏置电压Bias1建立完成后，第一偏置电压Bias1通过二极管Dbst、自举电容Cbst、开关S2、功率开关Q2、跨接电容Cf1和功率开关Q4通路，给自举电容Cbst充电。由于跨接电容Cf的电压为1/2Vin，因此自举电容Cbst的两端电压为(Bias1-1/2Vin)＝VDD。之后，功率开关Q1-Q4开始正常工作。

[0061] 如图4所示，当功率开关Q1的控制信号的占空比D<0.5时，三电平直流-直流变换器在一个周期Ts内工作在四个阶段：

[0062] 阶段1(时刻t1-时刻t2)：功率开关Q1-Q4对应的驱动逻辑信号Vgh1＝1、Vgh2＝0、Vgl2＝1、Vgl1＝0，在本实施例中，以1为有效，0为无效为例。

[0063] 如图2所示，开关S1受控于功率开关Q1的驱动逻辑信号Vgh1，由于功率开关Q1的驱动逻辑信号Vgh1＝1，开关S1导通。此时，自举电容Cbst的电压给功率开关Q1的驱动器U1供电，驱动器U1生成有效的控制信号GH1驱动控制功率开关Q1导通。开关S2受控于功率开关Q2的驱动逻辑信号Vgh2，由于功率开关Q2的驱动逻辑信号Vgh2＝0，开关S2关断。由此，在阶段1，功率开关Q2的驱动器U2没有驱动电源，功率开关Q2保持关断状态。

[0064] 跨接电容Cf的两端电压为1/2Vin，在阶段1中，功率开关Q1导通，跨接电容Cf的第一端m的电压Vm＝Vin，则第二端n的电压Vn＝Vm-Vcf＝1/2Vin。此时，功率开关Q3的驱动逻辑信号Vgl2＝1，功率开关Q3的驱动器U3的驱动电源由第二偏置电压Bias2提供。如图3所示，功率开关Q1的驱动逻辑信号Vgh1＝1，开关S4受控导通，也就是说，第二偏置电压Bias2受控切换为第一偏置电压Bias1，大小为1/2Vin+VDD。容易得知，功率开关Q3的驱动器U3的驱动电压为Bias2-Vn＝(1/2Vin+VDD)-1/2Vin＝VDD，由此，功率开关Q3导通。功率开关Q4的驱动逻辑信号Vgl1＝0，因此，在阶段1，功率开关Q4保持关断状态。

[0065] 如图4所示，三电平直流-直流变换器在阶段1中，跨接电容Cf的第一端m的电压Vm＝Vin，跨接电容Cf的第二端n的电压Vn＝1/2Vin。输入电压Vin经功率开关Q1、跨接电容Cf和功率开关Q3给跨接电容Cf和负载提供能量，电感电流IL上升，中间端sw的电压为Vsw＝Vin-1/2Vin＝1/2Vin。

[0066] 阶段2(时刻t2-时刻t3)：功率开关Q1-Q4对应的驱动逻辑信号Vgh1＝0、Vgh2＝0、Vgl2＝1、Vgl1＝1。

[0067] 如图2所示，由于功率开关Q1的逻辑驱动信号Vgh1＝0，开关S1受控关断，由此，在阶段2，功率开关Q1的驱动器U1没有驱动电源，功率开关Q1保持关断状态。功率开关Q2的驱动逻辑信号Vgh2＝0，开关S2关断。由此，在阶段2，功率开关Q2的驱动器U2没有驱动电源，功率开关Q2保持关断状态。

[0068] 在阶段2中，功率开关Q4的驱动逻辑信号Vgl1＝1，第一电压VDD给功率开关Q4提供驱动电源，因此功率开关Q4导通，跨接电容Cf的第二端n的电压Vn＝0。如图3所示，由于功率开关Q1的驱动逻辑信号Vgh1＝0，开关S4受控关断，也就是说，第二偏置电压Bias2受控切换为VDD。容易得知，功率开关Q3的驱动电压为Bias2-Vn＝VDD-0＝VDD，由此，功率开关Q3导通。

[0069] 如图4所示，三电平直流-直流变换器在阶段2中，跨接电容Cf的第一端m的电压Vm＝1/2Vin，跨接电容Cf的第二端n的电压Vn＝0。磁性元件Lo经功率开关Q3和Q4续流，电感电流IL下降，中间端sw的电压为Vsw＝0。

[0070] 阶段3(时刻t3-时刻t4)：功率开关Q1-Q4对应的驱动逻辑信号Vgh1＝0、Vgh2＝1、Vgl2＝0、Vgl1＝1。

[0071] 功率开关Q1的驱动逻辑信号Vgl1＝0，开关S1受控关断，驱动器U1没有驱动电源，功率开关Q1保持关断。功率开关Q3的驱动逻辑信号Vgl2＝0，功率开关Q3受控关断。功率开关Q4的驱动逻辑信号Vgl1＝1，第一电压VDD给功率开关Q4的驱动器U4提供驱动电源，功率开关Q4保持导通状态。因此，跨接电容Cf的第二端n的电压Vn＝0、第一端m的电压Vm＝1/2Vin。同时，功率开关Q2的驱动逻辑信号Vgh2＝1，开关S2受控导通，自举电容Cbst为功率开关Q2的驱动器U2提供驱动电源，功率开关Q2导通。

[0072] 如图4所示，三电平直流-直流变换器在阶段3中，跨接电容Cf的第一端m的电压Vm＝1/2Vin，跨接电容Cf的第二端n的电压Vn＝0。跨接电容Cf经功率开关Q2和功率开关Q4给负载供电，电感电流IL上升，中间端sw的电压为Vsw＝1/2Vin。同时，第一偏置电压Bias1通过二极管Dbst、自举电容Cbst、开关S2、功率开关Q2、跨接电容Cf和功率开关Q4通路，给自举电容Cbst充电。由于跨接电容Cf的电压为1/2Vin，因此自举电容Cbst的两端电压为(Bias1-1/2Vin)＝VDD。

[0073] 阶段4：(时刻t4-时刻t5)：功率开关Q1-Q4对应的驱动逻辑信号Vgh1＝0、Vgh2＝0、Vgl2＝1、Vgl1＝1。

[0074] 阶段4与阶段2类似，功率开关Q1的驱动逻辑信号Vgh1＝0，Q1保持关断状态。功率开关Q2的驱动逻辑信号Vgh2＝0，功率开关Q2保持关断状态。功率开关Q4的驱动逻辑信号Vgl1＝1，第一电压VDD给功率开关Q4提供驱动电源，因此功率开关Q4导通，跨接电容Cf的第二端n的电压Vn＝0。如图3所示，由于功率开关Q1的驱动逻辑信号Vgh1＝0，开关S4受控关断，也就是说，第二偏置电压Bias2受控切换为VDD。容易得知，功率开关Q3的驱动电压为Bias2-Vn＝VDD-0＝VDD，由此，功率开关Q3导通。

[0075] 如图4所示，三电平直流-直流变换器在阶段4中，跨接电容Cf的第一端m的电压Vm＝1/2Vin，跨接电容Cf的第二端n的电压Vn＝0。磁性元件Lo经功率开关Q3和Q4续流，电感电流IL下降，中间端sw的电压为Vsw＝0。

[0076] 由此，在本实施例中，三电平直流-直流变换器通过预先建立功率开关Q1-Q4的驱动器的驱动电压(第一偏置电压、第二偏置电压和第一电压)，设置一个自举电容便能够实现功率开关Q1-Q4的驱动隔离，从而减少了驱动元件，简化了驱动控制电路，同时保证各驱动器的供电电压的大小均为VDD，提高电路的稳定性。

[0077] 图5是本发明实施例的三电平直流-直流变换器在占空比大于0.5时的工作示意图。与占空比D小于0.5类似，在占空比D大于0.5，三电平直流-直流变换器开始工作之前，也需要建立跨接电容Cf的电压、第一偏置电压Bias1、第二偏置电压Bias2和第一电压VDD，建立过程与占空比小于0.5类似，在此不再赘述。在正常工作前，控制功率开关Q2和Q4导通第一预定时间，使得第一偏置电压Bias1通过二极管Dbst、自举电容Cbst、开关S2、功率开关Q2、跨接电容Cf1和功率开关Q4通路，给自举电容Cbst充电。由于跨接电容Cf的电压为1/2Vin，因此自举电容Cbst的两端电压为(Bias1-1/2Vin)＝VDD。之后，功率开关Q1-Q4开始正常工作。

[0078] 如图5所示，当功率开关Q1的控制信号的占空比D>0.5时，三电平直流-直流变换器在一个周期Ts内工作在四个阶段：

[0079] 阶段1(时刻t1'-时刻t2')：功率开关Q1-Q4对应的驱动逻辑信号Vgh1＝1、Vgh2＝1、Vgl2＝0、Vgl1＝0，在本实施例中，以1为有效，0为无效为例。

[0080] 如图2所示，开关S1受控于功率开关Q1的驱动逻辑信号Vgh1，功率开关Q1的驱动逻辑信号Vgh1＝1，开关S1导通。此时，自举电容Cbst的电压给功率开关Q1的驱动器U1供电，驱动器U1生成有效的控制信号GH1驱动控制功率开关Q1导通。开关S2受控于功率开关Q2的驱动逻辑信号Vgh2，功率开关Q2的驱动逻辑信号Vgh2＝1，开关S2导通。此时，自举电容Cbst的电压给功率开关Q2的驱动器U2供电，驱动器U2生成有效的控制信号GH2驱动控制功率开关Q2导通。功率开关Q3和功率开关Q4的驱动逻辑信号Vgl2＝0、Vgl1＝0，因此，功率开关Q3和功率开关Q4保持关断。

[0081] 在阶段1中，功率开关Q1的驱动逻辑信号Vgh1＝1，供电电路中的开关S4受控保持导通，第二偏置电压Bias2切换为第一偏置电压Bias1，大小为1/2Vin+VDD。由于功率开关Q1导通，跨接电容Cf的第一端m的电压Vm＝Vin，第二端n的电压Vn＝Vin-1/2Vin＝1/2Vin。

[0082] 如图5所示，三电平直流-直流变换器在阶段1中，跨接电容Cf的第一端m的电压Vm＝Vin，跨接电容Cf的第二端n的电压Vn＝1/2Vin。输入电压Vin经功率开关Q1和功率开关Q2向负载提供能量，电感电流IL上升，中间端sw的电压为Vsw＝Vin。

[0083] 阶段2(时刻t2'-时刻t3')：功率开关Q1-Q4对应的驱动逻辑信号Vgh1＝1、Vgh2＝0、Vgl2＝1、Vgl1＝0。

[0084] 如图2所示，开关S1受控于功率开关Q1的驱动逻辑信号Vgh1，功率开关Q1的驱动逻辑信号Vgh1＝1，开关S1导通。此时，自举电容Cbst的电压给功率开关Q1的驱动器U1供电，驱动器U1生成有效的控制信号GH1驱动控制功率开关Q1导通。同时，功率开关Q1的驱动逻辑信号Vgh1＝1，供电电路中的开关S4受控保持导通，第二偏置电压Bias2为第一偏置电压Bias1，大小为1/2Vin+VDD。功率开关Q2的驱动逻辑信号Vgh2＝0，开关S2关断。由此，在阶段2，功率开关Q2的驱动器U2没有驱动电源，功率开关Q2保持关断状态。

[0085] 跨接电容Cf的两端电压为1/2Vin，在阶段2中，功率开关Q1导通，跨接电容Cf的第一端m的电压Vm＝Vin，则第二端n的电压Vn＝Vm-Vcf＝1/2Vin。此时，功率开关Q3的驱动逻辑信号Vgl2＝1，功率开关Q3的驱动器U3的驱动电源由第二偏置电压Bias2提供。则功率开关Q3的驱动器U3的驱动电压为Bias2-Vn＝(1/2Vin+VDD)-1/2Vin＝VDD，由此，功率开关Q3导通。功率开关Q4的驱动逻辑信号Vgl1＝0，因此，在阶段2，功率开关Q4保持关断状态。

[0086] 如图5所示，三电平直流-直流变换器在阶段2中，跨接电容Cf的第一端m的电压Vm＝Vin，跨接电容Cf的第二端n的电压Vn＝1/2Vin。中间端sw的电压Vsw＝1/2Vin。输入电压Vin经功率开关Q1和Q3给跨接电容Cf充电，电感电流IL下降。

[0087] 阶段3(时刻t3'-时刻t4')：功率开关Q1-Q4对应的驱动逻辑信号Vgh1＝1、Vgh2＝1、Vgl2＝0、Vgl1＝0。

[0088] 阶段3与阶段1类似，开关S1受控于功率开关Q1的驱动逻辑信号Vgh1，功率开关Q1的驱动逻辑信号Vgh1＝1，开关S1导通。此时，自举电容Cbst的电压给功率开关Q1的驱动器U1供电，驱动器U1生成有效的控制信号GH1驱动控制功率开关Q1导通。开关S2受控于功率开关Q2的驱动逻辑信号Vgh2，功率开关Q2的驱动逻辑信号Vgh2＝1，开关S2导通。此时，自举电容Cbst的电压给功率开关Q2的驱动器U2供电，驱动器U2生成有效的控制信号GH2驱动控制功率开关Q2导通。功率开关Q3和功率开关Q4的驱动逻辑信号Vgl2＝0、Vgl1＝0，因此，功率开关Q3和功率开关Q4保持关断。

[0089] 在阶段3中，功率开关Q1的驱动逻辑信号Vgh1＝1，供电电路中的开关S4受控保持导通，第二偏置电压Bias2切换为第一偏置电压Bias1，大小为1/2Vin+VDD。由于功率开关Q1导通，跨接电容Cf的第一端m的电压Vm＝Vin，第二端n的电压Vn＝Vin-1/2Vin＝1/2Vin。

[0090] 如图5所示，三电平直流-直流变换器在阶段3中，跨接电容Cf的第一端m的电压Vm＝Vin，跨接电容Cf的第二端n的电压Vn＝1/2Vin。输入电压Vin经功率开关Q1和功率开关Q2向负载提供能量，电感电流IL上升，中间端sw的电压为Vsw＝Vin。

[0091] 阶段4：(时刻t4'-时刻t5')：功率开关Q1-Q4对应的驱动逻辑信号Vgh1＝0、Vgh2＝1、Vgl2＝0、Vgl1＝1。

[0092] 如图2所示，功率开关Q1的开关控制信号Vgh1＝0，Q1保持关断状态。同时，如图3所示，由于功率开关Q1的驱动逻辑信号Vgh1＝0，开关S4受控关断，也就是说，第二偏置电压Bias2受控切换为VDD。开关S2受控于功率开关Q2的驱动逻辑信号Vgh2，功率开关Q2的驱动逻辑信号Vgh2＝1，开关S2导通。此时，自举电容Cbst的电压给功率开关Q2的驱动器U2供电，驱动器U2生成有效的控制信号GH2驱动控制功率开关Q2导通。功率开关Q3的开关控制信号Vgh2＝0，Q3保持关断状态。功率开关Q4的驱动逻辑信号Vgl1＝1，第一电压VDD给功率开关Q4提供驱动电源，因此功率开关Q4导通，跨接电容Cf的第二端n的电压Vn＝0，第一端m的电压Vm＝0+1/2Vin＝1/2Vin。

[0093] 如图5所示，三电平直流-直流变换器在阶段4中，跨接电容Cf的第一端m的电压Vm＝1/2Vin，跨接电容Cf的第二端n的电压Vn＝0。跨接电容Cf通过功率开关Q2和功率开关Q4向负载供电，电感电流IL下降，中间端sw的电压为Vsw＝Vm＝1/2Vin。

[0094] 由此，在本实施例中，三电平直流-直流变换器通过预先建立功率开关Q1-Q4的驱动器的驱动电压(第一偏置电压、第二偏置电压和第一电压)，设置一个自举电容便能够实现功率开关Q1-Q4的驱动隔离，从而减少了驱动元件，简化了驱动控制电路，同时保证每个驱动器的驱动电压的大小均为VDD，提高电路的稳定性。

[0095] 以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。