一种接触器节电器电路及其控制方法

摘要

本发明公开了一种接触器节电器电路及其控制方法，所述的接触器节电器包括：接触器、续流二极管D、谐振电感Lr和N‑MOS开关管Q；二极管D的阴极与接触器一端的连接点用于连接母线Vin，二极管D1的阳极与谐振电感Lr的一端共同连接到接触器另一端；谐振电感Lr的另一端连接N‑MOS开关管Q的漏极，N‑MOS开关管Q的源极接地。本发明采用谐振电感Lr与接触器中的匝间电容CL或者N‑MOS开关管Q的寄生电容Cr相互作用，让N‑MOS开关管的电流滞后于电压的变化，从而获得了零电流开通的效果，大幅度减小节电器损耗。

权利要求

1.一种接触器节电器电路，其特征在于包括：接触器、续流二极管D、谐振电感Lr和N-MOS开关管Q；续流二极管D的阴极与接触器的一端的连接点用于连接母线Vin，续流二极管D1的阳极与谐振电感Lr的一端共同连接到接触器的另一端；谐振电感Lr的另一端连接N-MOS开关管Q的漏极，N-MOS开关管Q的源极接地，MOS开关管Q的驱动速度要超过谐振电流上升速度。

2.根据权利要求1所述的接触器节电器电路，其特征在于还包括：一只电容，该电容并联在接触器的两端。

3.根据权利要求1所述的接触器节电器电路，其特征在于还包括：一只电容，该电容并联在N-MOS开关管Q的漏极和源极之间。

说明书

一种接触器节电器电路及其控制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及接触器，特别涉及一种低损耗节电器拓扑电路。

背景技术

[0002] 接触器的电路模型如图1，接触器线圈电感L和接触器内阻RL串联后形成两端子网络，匝间电容CL与两端子网络并联。传统接触器节电器电路模型，如图2所示，由接触器，续流二极管D，MOS管Q组成。当MOS管Q开通后，处于励磁阶段，励磁电压Vin，电感电流IL增加；当MOS管Q关断后，在接触器的内阻压降和续流二极管D的压降下电感电流减小，处于消磁阶段，消磁电压为IL*RL+VF，电感每周期伏秒平衡，Vin*T*D＝(1-T)*D*(IL*RL+VF)其中，IL线圈电感电流，VF续流二极管导通压降,T开关周期，D占空比。通过伏秒平衡公式，很容易得出控制占空比就可以控制线圈电流的结论。

[0003] 图2电路由控制芯片的GATE引脚向MOS管Q的栅极输入控制信号实现控制，在控制电路电流的过程中，MOS管Q需要高频率地导通和关断。图3所示为图2电路MOS管漏源电压VDS、漏极电流IDS、线圈电流IL、线圈电压UL、杂间电容电流ICL波形，在每一个开关过程中感性负载特性，会出现VDS电压降低、IL电流上升的交叠，这个损耗是正常的节点状态转换必要的过程。但是开通过程中MOS管VDS电压降低时，匝间电容CL上的电压产生突变，电容CL上会瞬间产生很大的电流，并且此瞬间电流远大于接触器正常工作电流，此电流在工作过程中无法消除，叠加在正常的电感电流上会增加极大的开通损耗。输入电压越高损耗越大，但是匝间电容引起的开关损耗却并不是电路状态转换的必要条件，但却增加了电路的损耗引起系统发热增加。

[0004] 目前已有的接触器节电器均采用图2所示最基本的电路，通过上述分析可知，该电路有缺陷，尤其针对于高电压时，根据电容特性公式： 容易得出接触器匝间电容上电压突变越大产生的电容电流越大，这个电流出现在MOS管VDS电压接近输入电压的时刻，如此大电流与高压同时出现在MOS管上，MOS管开通过程损耗增加，导致MOS管发热严重的同时，节电器整体损耗增大。

发明内容

[0005] 有鉴如此，本发明所解决的技术问题是提供一种接触器节电器电路，可以大幅度降低接触器节电器的损耗。

[0006] 本发明解决上述技术问题的技术方案如下：

[0007] 一种接触器节电器电路，其特征在于包括：接触器、续流二极管D、谐振电感Lr和N-MOS开关管Q；续流二极管D的阴极与接触器的一端的连接点用于连接母线Vin，续流二极管D1的阳极与谐振电感Lr的一端共同连接到接触器的另一端；谐振电感Lr的另一端连接N-MOS开关管Q的漏极，N-MOS开关管Q的源极接地。

[0008] 上述技术方案为谐振电感Lr与接触器匝间电容或者N-MOS开关管Q的漏源极寄生电容谐振。

[0009] 作为上述技术方案的第一种替代方案，其特征在于还包括：一只电容，该电容并联在接触器的两端。本替代方案为通过该电容与谐振电感Lr谐振实现发明目的。

[0010] 作为上述技术方案的第二种替代方案，其特征在于还包括：一只电容，该电容并联在N-MOS开关管Q的漏极和源极之间。本替代方案同样为通过该电容与谐振电感Lr谐振实现发明目的。

[0011] 对应地，本发明还提供上述接触器节电器电路的第一种控制方法，其特征在于：在N-MOS开关管的漏源电压下降后，电流才流过N-MOS开关管Q。此控制方法能实现N-MOS开关管Q开通过程中，谐振电感Lr与接触器的匝间电容CL谐振，让匝间电容CL中的电流不完全和N-MOS开关管Q漏源端的电压交叠。

[0012] 优选地，在N-MOS开关管的漏源电压下降到0V之后才开通N-MOS开关管Q。此时能完全避免匝间电容CL中的电流和N-MOS开关管Q漏源端的电压交叠。

[0013] 进一步地，MOS开关管Q的驱动速度要超过谐振电流上升速度。

[0014] 对应地，本发明还提供上述接触器节电器电路的第二种控制方法，其特征在于：在谐振电感Lr中的电流反向的时候才开通N-MOS开关管Q。此控制方法能实现谐振电感Lr与N-MOS开关管Q的漏源端寄生电容Cr组成谐振软开关电路。

[0015] 本发明的工作原理将结合具体的实施例进行分析说明，采用本发明可得到的有益效果为，能大幅度降低节电器损耗，并且在宽范围输入电压下效果明显。电路简单，成本低。

附图说明

[0016] 图1为接触器电路模型；

[0017] 图2为常用接触器节电器主功率电路；

[0018] 图3图2电路工作时序图；

[0019] 图4为本发明接触器节电器电路，也是第一实施例接触器节电器电路图；

[0020] 图5为本发明第一实施例中电路工作时序图；

[0021] 图6为本发明第二实施例接触器节电器电路；

[0022] 图7为本发明第二实施例接触器节电器工作时序图。

具体实施方式

[0023] 为了使本发明更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

[0024] 第一实施例

[0025] 请参阅图4，为本发明第一实施例的接触器节电器电路原理图，本实施例的接触器节电器电路由接触器(等效为接触器线圈电感L、接触器线圈匝间电容CL、接触器线圈内阻RL)、续流二极管D、N-MOS开关管Q和谐振电感Lr组成，二极管D的阴极与接触器的一端的连接点用于连接母线Vin，二极管D1的阳极与谐振电感Lr的一端共同连接到接触器的另一端；谐振电感Lr的另一端连接N-MOS开关管Q的漏极，N-MOS开关管Q的源极接地。

[0026] 本实施例采取的控制策略为：在N-MOS开关管的漏源电压下降到0V之后才开通N-MOS开关管Q。工作原理如下：

[0027] N-MOS开关管Q开通过程在带感性负载时，由于电感电流不能突变的特征，贯穿整个系统工作周期，在N-MOS开关管Q开通过程中，首先线圈电感L的电流IL从二极管D转移到MOS管Q中，然后是N-MOS开关管的漏源电压的降低，N-MOS开关管Q漏源电压降低过程中，可以容易得出：VL＝VCL＝Vin-VDS。会导致匝间电容CL电压突变，匝间电容CL电压突变会使得匝间电容CL产生很大的尖峰电流流过N-MOS开关管Q，使得N-MOS开关管Q产生非常大的开通损耗。为了降低N-MOS开关管Q因为匝间电容CL产生的损耗，在N-MOS开关管Q与匝间电容CL之间串联一个谐振电感Lr，降低匝间电容CL产生电流的速度，让N-MOS开关管的漏源电压VDS降到0V之后，N-MOS开关管的漏源电流IDS才开始增大，这种方案可以明显降低开通损耗。

[0028] 本实施例工作过程波形见图3，本实施例能够实现如下有益效果：

[0029] 当N-MOS开关管Q开通过程中，接触器中的匝间电容CL与谐振电感Lr相互作用使流过N-MOS开关管的电流出现在其漏源电压下降到0V之后，即让N-MOS开关管的电流滞后于电压的变化，从而获得了零电流开通的效果，从而大幅度减小节电器损耗。

[0030] 当N-MOS开关管Q关断过程中，因为有匝间电容CL的存在，可实现零电压关断，关断瞬间，接触器线圈电感L的电流IL的续流回路转移到匝间电容CL上，满足N-MOS开关管零电压关断的条件，本身无损耗，具体分析如下：

[0031] N-MOS开关管关断时刻，接触器线圈电流需要续流回路，此时有两条路径，L→RL→D与L→RL→CL。其中L→RL→D回路导通时二极管D阳极电压必须达到VIN+VF电压，在这之前，电流走的路径是L→RL→CL回路，IL电流给电容CL充电，直到CL两端电压等于VIN+VF的时候，走L→RL→D回路。在电流从匝间电容CL续流回路转移到二极管D续流回路过程中，匝间电容CL电压从0V开始上升，此时N-MOS开关管Q已经处于关闭状态，关断损耗大大的减少。因此本实施例在与关断过程中可实现零电压关断，本身关断损耗比较低。

[0032] 本实施例MOS开关管Q的驱动速度超过接触器匝间电容CL与谐振电感Lr谐振电流上升速度，这样就能在MOS开关管Q漏源电压降低后匝间电容CL才有大的电流出现在MOS开关管Q上，从而降低损耗。

[0033] 以下通过实际的测试数据来说明本发明的效果。在250Vac～500Vac的范围内，实际系统损耗显著降低，如下表1：

[0034] 表1不同输入电压下的功耗

[0035]输入电压 图2改进前功耗(W) 图4本发明改进后功耗(W)
250Vac 1.45 0.55
300Vac 2.06 0.75
400Vac 3.48 1.19
500Vac 5.30 1.79

[0036] 需要说明的是，对于本实施例，利用的是匝间电容CL与谐振电感Lr谐振，如果在接触器两端并联一只电容，用以替代匝间电容CL的作用，利用该并联的电容与谐振电感Lr谐振，同样可以实现发明目的。

[0037] 第二实施例

[0038] 本实施例如图6，本实施例与第一实施例不同之处在于利用N-MOS开关管Q的漏源极寄生电容Cr与谐振电感Lr的谐振关系，在谐振电感Lr中的电流反向的时候开通N-MOS开关管Q，也可方便的实现零电压开通，从而降低开通损耗。下面结合图7，分析电路开通过程。

[0039] 开通过程：之所以能实现零电压开通，得从图7所示t0时刻开始分析电流变化，MOS开关管Q关断后，谐振电感Lr与线圈电感L共同给寄生电容Cr充电，直到二极管D导通的t1时刻，这期间寄生电容Cr由恒电流充电，寄生电容Cr端电压UCr上升，上升斜率 二极管D导通过后，线圈电感L通过二极管D续流，寄生电容Cr、谐振电感Lr和母线Vin电压形成谐振回路，谐振过程中，谐振电感Lr对寄生电容Cr充电，寄生电容Cr端电压UCr不断上升，线圈电感L中的电流ILr不断下降，直到t2时刻，线圈电感L中的电流ILr下降到零，寄生电容Cr端电压UCr达到谐振峰值。t2时刻之后，寄生电容Cr向谐振电感Lr放电，线圈电感L中的电流ILr改变方向，寄生电容Cr端电压UCr不断下降，直到t3时刻，UCr＝Vin，这时谐振电感Lr两端电压为零，线圈电感L中的电流ILr达到反向谐振峰值。t3时刻后，谐振电感Lr向寄生电容Cr反向充电，寄生电容Cr端电压UCr继续下降，直到t4时刻UCr＝0。t4后寄生电容Cr端电压UCr被反向电流钳位，MOS开关管Q体二极管导通，谐振电感Lr两端电压为Vin，线圈电感L中的电流ILr线性减小，直到t5时刻，ILr＝0，在t4～t5期间MOS开关管Q压降为零，这期间让MOS开关管Q导通，就实现了零电压开通。

[0040] 关断过程：因为有寄生电容Cr的存在，能降低MOS开关管Q电压变化速度，因此MOS开关管Q损耗降低，关断过程两者工作机理与第一实施例相同，实现零电压关断的原理在此不赘述。

[0041] 需要说明的是，对于本实施例，利用的是寄生电容Cr与谐振电感Lr谐振，如在MOS开关管Q的漏源极并联一只电容，利用该并联的电容与谐振电感Lr谐振，用以替代寄生电容Cr的作用，同样可以实现发明目的。

[0042] 以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。