具有交织整流器的无线功率传输系统

摘要

一种无线功率接收器(300)耦合到阻抗匹配网络(C3A',C3A",C3B',C3B")，所述阻抗匹配网络具有第一输出节点(N3)和第二输出节点(N4)。第一支路和第二支路耦合到该第一输出节点(N3)，所述第一支路包括具有第一正电抗(X4A)的部件(L4A、C4A)，所述第二支路包括具有第一负电抗(X4B)的部件(L4B、C4B)，其中所述第一正电抗(X4A)的绝对值与第一负电抗(X4B)的绝对值不同，并且第三支路和第四支路耦合到该第二输出节点(N4)，所述第三支路包括具有第二正电抗(X4C)的部件(L4C、C4C)，所述第四支路具有带有第二负电抗(X4D)的部件(L4D、C4D)，其中所述第二正电抗(X4C)的绝对值与所述第二负电抗(X4D)的绝对值不同。

权利要求

1.一种无线功率接收器，包括：

接收器谐振器，所述接收器谐振器耦合到阻抗匹配网络，所述阻抗匹配网络具有第一节点和第二节点；

耦合到所述第一节点的第一支路和第二支路，所述第一支路具有第一正电抗，所述第二支路具有第一负电抗，其中所述第一正电抗的绝对值与所述第一负电抗的绝对值不同；

以及

耦合到所述第二节点的第三支路和第四支路，所述第三支路包括具有第二正电抗的部件，所述第四支路具有第二负电抗，其中所述第二正电抗的绝对值与所述第二负电抗的绝对值不同；

第一整流器，所述第一整流器具有耦合到所述第一支路的第一整流器输入端；

第二整流器，所述第二整流器具有耦合到所述第二支路的第二整流器输入端；

第三整流器，所述第三整流器具有耦合到所述第三支路的第三整流器输入端；以及第四整流器，所述第四整流器具有耦合到所述第四支路的第四整流器输入端。

2.根据权利要求1所述的无线功率接收器，其中所述第一负电抗的所述绝对值与所述第一正电抗的所述绝对值相差至少4％，并且所述第二负电抗的所述绝对值与所述第二正电抗的所述绝对值相差至少4％。

3.根据权利要求1所述的无线功率接收器，其中所述第一负电抗的所述绝对值与所述第一正电抗的所述绝对值相差至少10％，并且所述第二负电抗的所述绝对值与所述第二正电抗的所述绝对值相差至少10％。

4.根据权利要求1所述的无线功率接收器，其中在所述无线功率接收器接收电磁能量期间：在所述第一支路中形成第一电流，并在所述第二支路中形成第二电流，其中所述第一电流的大小在所述第二电流的大小的30％以内，并且在所述第三支路中形成第三电流，并在所述第四支路中形成第四电流，其中所述第三电流的大小在所述第四电流的大小的30％以内，所述电流中的每一个以基频f0和所述基频f0的至少一个谐频fh振荡。

5.根据权利要求4所述的无线功率接收器，其中：

所述接收器被配置为向电池输送电力，其电压范围为Vlow至Vhigh，所述电池耦合到所述第一整流器和所述第二整流器的输出端，并且对于电压Vlow到0.5(Vlow+Vhigh)，(i)所述第一电流的大小在所述第二电流的大小的30％之内，并且(ii)所述第三电流的大小在所述第四电流的大小的30％之内。

6.根据权利要求5所述的无线功率接收器，其中，对于电压Vlow，所述第一电流的大小在所述第二电流的大小的10％之内，并且所述第三电流的大小在所述第四电流的大小的10％之内。

7.根据权利要求1所述的无线功率接收器，其中每个整流器具有正输出端和负输出端，所述整流器的所述正输出端被连接以形成第一输出节点，并且所述整流器的所述负输出端被连接以形成第二输出节点。

8.根据权利要求7所述的无线功率接收器，其中所述第一输出节点和第二输出节点耦合到单个负载。

9.根据权利要求7所述的无线功率接收器，其中所述第一输出节点和所述第二输出节点耦合到平滑滤波电容器，所述平滑滤波电容器被配置为与负载并联耦合。

10.根据权利要求1所述的无线功率接收器，其中所述阻抗匹配网络包括耦合到所述第一节点的第一可调谐元件以及耦合到所述第二节点的第二可调谐元件，使得所述无线功率接收器能够提供一定范围的基频f0。

11.根据权利要求10所述的无线功率接收器，其中所述第一可调谐元件和所述第二可调谐元件均包括可调谐电容器。

12.根据权利要求1所述的无线功率接收器，其中所述第一整流器、所述第二整流器、所述第三整流器和所述第四整流器中的每一个是半桥整流器。

13.根据权利要求1所述的无线功率接收器，其中所述第一整流器和所述第三整流器耦合以形成全桥整流器，并且所述第二整流器和所述第四整流器耦合以形成全桥整流器。

14.根据权利要求1所述的无线功率接收器，其中所述第一整流器、所述第二整流器、所述第三整流器和所述第四整流器是二极管整流器或开关整流器。

15.根据权利要求1所述的无线功率接收器，其中所述第一支路和所述第三支路均包括第一电感器和第一电容器，所述第一电感器的电抗值的绝对值大于所述第一电容器的电抗值的绝对值。

16.根据权利要求15所述的无线功率接收器，其中所述第二支路和所述第四支路均包括第二电感器和第二电容器，所述第二电感器的电抗值的绝对值小于所述第二电容器的电抗值的绝对值。

17.根据权利要求16所述的无线功率接收器，其中所述第一电感器的电感值近似等于所述第二电感器的电感值。

18.根据权利要求4所述的无线功率接收器，其中所述基频f0为85kHz。

19.根据权利要求4所述的无线功率接收器，其中所述基频f0为6.78MHz。

20.一种车辆充电系统，包括：

无线功率接收器，包括：

接收器谐振器，所述接收器谐振器耦合到阻抗匹配网络，所述阻抗匹配网络具有第一节点和第二节点；

耦合到所述第一节点的第一支路和第二支路，所述第一支路包括具有第一正电抗的部件，所述第二支路包括第一负电抗，其中所述第一正电抗的绝对值与所述第一负电抗的绝对值不同；以及耦合到所述第二节点的第三支路和第四支路，所述第三支路包括具有第二正电抗的部件，所述第四支路具有第二负电抗，所述第二正电抗的绝对值与所述第二负电抗的绝对值不同；

第一整流器，所述第一整流器具有耦合到所述第一支路的第一整流器输入端；

第二整流器，所述第二整流器具有耦合到所述第二支路的第二整流器输入端；

第三整流器，所述第三整流器具有耦合到所述第三支路的第三整流器输入端；以及第四整流器，所述第四整流器具有耦合到所述第四支路的第四整流器输入端，连接到第一输出节点和第二输出节点的车辆电池，所述第一输出节点由所述第一整流器的输出端和所述第三整流器的输出端形成，并且所述第二输出节点由所述第二整流器的输出端和所述第四整流器的输出端形成。

21.根据权利要求20所述的车辆充电系统，其中所述第一负电抗的所述绝对值为所述第一正电抗的所述绝对值的至少4％，并且所述第二负电抗的所述绝对值为所述第二正电抗的所述绝对值的至少4％。

说明书

具有交织整流器的无线功率传输系统

[0001] 相关申请的交叉引用

[0002] 本专利申请要求享有2016年8月24日提交的题为“Wireless power receivers having interleaved rectifiers”的美国临时专利申请No.62/379,042和2016年10月25日提交的题为“Wireless power receivers having interleaved rectifiers”的美国临时专利申请No.62/412，595的优先权，在此通过引用将其公开全文并入本文。

技术领域

[0003] 本公开总体上涉及无线功率系统，并且更具体而言，本公开涉及用于无线功率系统中的无线功率接收器的整流器。

背景技术

[0004] 无线功率系统可以用于为具有大电压范围的电池充电。有效将功率从无线功率发射器发送到接收器的主要挑战是阻抗范围需要匹配以响应大电压范围。此外，在实际的无线功率系统中，存在与无线功率系统的接收器中的振荡能量的基频相关的大量谐波含量。

发明内容

[0005] 根据一个实施例，一种无线功率接收器包括被耦合到阻抗匹配网络的接收器谐振器，所述阻抗匹配网络具有第一节点和第二节点。第一支路和第二支路耦合到所述第一节点，所述第一支路具有第一正电抗，所述第二支路具有第一负电抗，其中第一正电抗的绝对值与第一负电抗的绝对值不同，第三支路和第四支路耦合到所述第二节点，所述第三支路具有第二正电抗，所述第四支路具有第二负电抗，其中所述第二正电抗的绝对值与所述第二负电抗的绝对值不同。所述接收器还包括第一整流器、第二整流器、第三整流器和第四整流器，所述第一整流器具有耦合到所述第一支路的第一整流器输入端，所述第二整流器具有耦合到所述第二支路的第二整流器输入端，所述第三整流器具有耦合到所述第三支路的第三整流器输入端，并且所述第四整流器具有耦合到所述第四支路的第四整流器输入端。

[0006] 在相关实施例中，所述第一负电抗的绝对值与所述第一正电抗的绝对值相差至少4％，并且所述第二负电抗的绝对值与所述第二正电抗的绝对值相差至少4％。任选地，所述第一负电抗的绝对值与所述第一正电抗的绝对值相差至少10％，并且所述第二负电抗的绝对值与所述第二正电抗的绝对值相差至少10％。任选地，所述第一负电抗的绝对值与所述第一正电抗的绝对值相差至少20％，并且所述第二负电抗的绝对值与所述第二正电抗的绝对值相差至少20％。

[0007] 在另一相关实施例中，在无线功率接收器接收电磁能量期间，在所述第一支路中形成第一电流，在所述第二支路中形成第二电流，其中所述第一电流的大小在所述第二电流的大小的30％以内，并且在所述第三支路中形成第三电流，在所述第四支路中形成第四电流，其中所述第三电流的大小在所述第四电流的大小的30％以内，电流中的每一个以基频f0和基频的至少一个谐频fh振荡。

[0008] 在又一相关实施例中，接收器被配置为向电池输送电力，其电压范围为Vlow至Vhigh，所述电池耦合到第一整流器和第二整流器的输出端，对于电压Vlow到0.5(Vlow+Vhigh)，(i)所述第一电流的大小在所述第二电流的大小的30％之内，且(ii)所述第三电流的大小在所述第四电流的大小的30％之内。任选地，根据权利要求4所述的无线功率接收器，其中对于电压Vlow，所述第一电流的大小在所述第二电流的大小的10％之内，并且所述第三电流的大小在所述第四电流的大小的10％之内。

[0009] 在相关的实施例中，每个整流器具有正输出端和负输出端，所述整流器的所述正输出端被连接以形成第一输出节点，并且所述整流器的负输出端被连接以形成第二输出节点。任选地，所述第一输出节点和所述第二输出节点被耦合到单个负载。在另一相关实施例中，所述第一输出节点和所述第二输出节点被耦合到平滑滤波电容器，所述平滑滤波电容器被配置为与负载并联耦合。

[0010] 在另一相关实施例中，所述阻抗匹配网络包括耦合到所述第一节点的第一可调谐元件和耦合到所述第二节点的第二可调谐元件，使得所述无线功率接收器能够提供一定范围的基频f0。任选地，所述第一可调谐元件和所述第二可调谐元件均包括可调谐电容器。

[0011] 在相关的实施例中，第一、第二、第三和第四整流器中的每一个均为半桥整流器。任选地，所述第一整流器和所述第三整流器耦合以形成全桥整流器，并且所述第二整流器和所述第四整流器耦合以形成全桥整流器。任选地，第一、第二、第三和第四整流器是二极管整流器或开关整流器。

[0012] 在另一相关实施例中，所述第一支路和所述第三支路均包括第一电感器和第一电容器，所述第一电感器的电抗值的绝对值大于所述第一电容器的电抗值的绝对值。任选地，所述第二支路和所述第四支路均包括第二电感器和第二电容器，所述第二电感器的电抗值的绝对值小于第二电容器的电抗值的绝对值。

[0013] 在又一相关实施例中，所述第一电感器的电感值近似等于所述第二电感器的电感值。任选地，所述基频f0为85kHz。任选地或替代地，所述基频f0为6.78MHz。

[0014] 根据另一实施例，一种车辆充电系统包括无线功率接收器，所述无线功率接收器具有耦合到阻抗匹配网络的接收器谐振器，所述阻抗匹配网络具有第一节点和第二节点。第一支路和第二支路耦合到所述第一节点，所述第一支路具有第一正电抗，第二支路包括第一负电抗，其中所述第一正电抗的绝对值与所述第一负电抗的绝对值不同，并且第三支路和第四支路耦合到所述第二节点，所述第三支路具有第二正电抗，所述第四支路具有第二负电抗，其中所述第二正电抗的绝对值与所述第二负电抗的绝对值不同。所述接收器还包括第一整流器、第二整流器、第三整流器和第四整流器，所述第一整流器具有耦合到所述第一支路的第一整流器输入端，所述第二整流器具有耦合到所述第二支路的第二整流器输入端，所述第三整流器具有耦合到所述第三支路的第三整流器输入端，并且所述第四整流器具有耦合到所述第四支路的第四整流器输入端。所述车辆充电系统还包括耦合到第一输出节点和第二输出节点的车辆电池，所述第一输出节点由所述第一整流器的输出端和第三整流器的输出端形成，所述第二输出节点由所述第二整流器的输出端和所述第四整流器的输出端形成。

[0015] 在相关实施例中，所述第一负电抗的绝对值与所述第一正电抗的绝对值相差至少4％，并且所述第二负电抗的绝对值与所述第二正电抗的绝对值相差至少4％。任选地，所述第一负电抗的绝对值与所述第一正电抗的绝对值相差至少10％，并且所述第二负电抗的绝对值与所述第二正电抗的绝对值相差至少10％。任选地，所述第一负电抗的绝对值与所述第一正电抗的绝对值相差至少20％，并且所述第二负电抗的绝对值与所述第二正电抗的绝对值相差至少20％。

[0016] 在另一相关实施例中，在无线功率接收器接收电磁能量期间，在所述第一支路中形成第一电流，在所述第二支路中形成第二电流，其中所述第一电流的大小在所述第二电流的大小的30％以内，并且在所述第三支路中形成第三电流，在所述第四支路中形成第四电流，其中所述第三电流的大小在所述第四电流的大小的30％以内，所述电流中的每一个以基频f0和基频的至少一个谐频fh振荡。

[0017] 在又一相关实施例中，所述接收器被配置为向电池输送电力，其电压范围为Vlow至Vhigh，所述电池耦合到第一整流器和第二整流器的输出端，对于电压Vlow到0.5(Vlow+Vhigh)，(i)所述第一电流的大小在所述第二电流的大小的30％之内，并且(ii)所述第三电流的大小在所述第四电流的大小的30％之内。任选地，根据权利要求4所述的无线功率接收器，其中对于电压Vlow，所述第一电流的大小在所述第二电流的大小的10％之内，并且所述第三电流的大小在所述第四电流的大小的10％之内。

[0018] 在相关的实施例中，每个整流器具有正输出端和负输出端，所述整流器的所述正输出端被连接以形成第一输出节点，并且所述整流器的负输出端被连接以形成第二输出节点。任选地，所述第一输出节点和所述第二输出节点被耦合到单个负载。在另一相关实施例中，所述第一输出节点和所述第二输出节点被耦合到平滑滤波电容器，所述平滑滤波电容器被配置为与负载并联耦合。

[0019] 在另一相关实施例中，所述阻抗匹配网络包括耦合到所述第一节点的第一可调谐元件和耦合到所述第二节点的第二可调谐元件，使得所述无线功率接收器能够提供一定范围的基频f0。任选地，所述第一可调谐元件和所述第二可调谐元件均包括可调谐电容器。

[0020] 在相关的实施例中，第一、第二、第三和第四整流器中的每一个均为半桥整流器。任选地，所述第一整流器和所述第三整流器耦合以形成全桥整流器，并且所述第二整流器和所述第四整流器耦合以形成全桥整流器。任选地，第一、第二、第三和第四整流器是二极管整流器或开关整流器。

[0021] 在另一相关实施例中，所述第一支路和第三支路均包括第一电感器和第一电容器，所述第一电感器的电抗值的绝对值大于第一电容器的电抗值的绝对值。任选地，所述第二支路和所述第四支路均包括第二电感器和第二电容器，所述第二电感器的电抗值的绝对值小于所述第二电容器的电抗值的绝对值。

[0022] 在又一相关实施例中，所述第一电感器的电感值近似等于第二电感器的电感值。任选地，所述基频f0为85kHz。任选地或替代地，所述基频f0为6.78MHz。

附图说明

[0023] 本领域的技术人员应该从参考下面概述的附图讨论的以下“具体实施方式”中更全面地理解各种实施例的优点。

[0024] 图1是包括具有交织整流器的无线功率接收器的示范性无线功率系统的图。

[0025] 图2是具有交织整流器的无线功率接收器的示范性电路实施方式的图。

[0026] 图3是具有交织整流器的无线功率接收器的示范性电路实施方式的示意图。

[0027] 图4是具有交织整流器的无线功率接收器的一部分的示范性实施例的示意图。图5A是可以用于无线功率接收器的匹配网络中的两个或更多个电感器L4A、L4B、L4C和L4D的集成电感器的示范性实施例的图。图5B是可以用于无线功率接收器的匹配网络中的四个电感器L4A、L4C、L4B和L4D的集成电感器的示范性实施例的图。

[0028] 图6A是在示范性无线功率接收器中具有未补偿电抗的阻抗匹配网络中的电流水平的曲线图。图6B是在示范性无线功率接收器中具有补偿电抗的阻抗匹配网络中的电流水平的曲线图。

[0029] 图7A是作为具有各种未补偿和补偿电抗配置的接收器的电池电压Vbatt的函数的输入电阻Rin的曲线图。图7B是作为电池电压Vbatt的函数的输入电抗Xin的曲线图。图7C是作为具有各种未补偿和补偿电抗配置的接收器的电池电压Vbatt的函数的输入电阻Rin的曲线图。图7D是作为电池电压Vbatt的函数的输入电抗Xin的曲线图。

具体实施方式

[0030] 在例示性实施例中，无线功率系统包括具有交织整流器的接收器。此外，这些无线功率接收器还包括有效地将能量从接收元件耦合到负载的部件。对于需要直流或恒定电压的负载，通常需要整流器。交织整流器可以在无线功率系统中具有多种益处，如下所述。其中一些好处包括(i)减小无线功率系统所经历的负载阻抗范围；(ii)在无线功率发射器发射的全功率和低功率水平下提高效率；(iii)当发射器去谐时，系统控制更容易；(iv)与没有交织整流器相比，保持或减小无线功率系统中部件的覆盖区；(v)在广泛的电池电压范围内提高效率；和/或(vi)减小整流器部件的应力。在下面讨论例示性实施例的细节。

[0031] 如下面更全面描述的，图1示出了无线功率系统100的示范性实施例的高级功能框图，该无线功率系统100包括具有交织整流器的无线功率接收器。可以通过壁电源(AC电源)向系统提供输入功率，例如，所述壁电源在AC/DC转换器块102中被转换为DC。或者，可以直接从电池或其他DC电源提供DC电压。在一些实施例中，AC/DC转换器块102可以是功率因子校正(PFC)级。除了将AC输入(例如，在50或60Hz)转换为DC之外，PFC还可以调节电流，使得电流与电压基本同相。高效开关逆变器或放大器104将DC电压转换为用于驱动发射器谐振器106的AC电压波形。在一些实施例中，AC电压波形的频率可以在80到90kHz的范围内。在一些实施例中，AC电压波形的频率可以在10kHz到15MHz的范围内。在一个具体实施例中，AC电压波形的频率约为6.78MHz，由于FCC和CISPR规定，该频率可在15kHz频带内变化。这些示范性频率可以被称为无线功率系统的“工作频率”。

[0032] 在示范性系统100中，发射器阻抗匹配网络(Tx IMN)108有效地将逆变器104输出耦合到发射器谐振器106，并且可以实现有效的开关放大器操作。D类或E类开关放大器适用于许多应用，并且可能需要感应负载阻抗以实现最高效率。Tx IMN 108将发射器谐振器阻抗转换为逆变器104的这种阻抗。例如可以通过耦合到接收器谐振器110和/或输出负载来加载发射器谐振器阻抗。由发射器谐振器106产生的磁场耦合到接收器谐振器110，从而在接收器谐振器110中感应电压。该能量可以耦合出接收器谐振器110，以例如直接为负载供电或对电池充电。接收器阻抗匹配网络(IMN)112可用于有效地将来自接收器谐振器110的能量耦合到负载114，并优化发射器谐振器106和接收器谐振器110之间的功率传输。它可以将实际负载阻抗转换为接收器谐振器110所看到的有效负载阻抗，其与负载更紧密地匹配以获得最佳效率。对于需要直流或恒定电压(也称为DC电压)的负载，整流器116将所接收的AC功率转换为DC。在实施例中，发射器118和接收器120还可以均包括滤波器、传感器和其他部件。

[0033] 阻抗匹配网络(IMN)108，112可以被设计为使以期望频率(例如，80-90kHz，100-200kHz，6.78MHz)输送到负载114的功率最大化或者使功率传输效率最大化。可以选择和连接IMN 108，112中的阻抗匹配部件，以便保持谐振器106，110的高质量因子(Q)值。

[0034] IMN(108，112)部件可以包括例如电容器或电容器网络，电感器或电感器网络，或电容器、电感器、二极管、开关和电阻器的各种组合。IMN的部件可以是可调节的和/或可变的，并且可以被控制以影响系统的效率和操作点。可以通过改变电容、改变电感、控制谐振器的连接点、调节磁性材料的磁导率、控制偏置场，调节激励频率等来修改阻抗匹配。要理解的是，具有固定频率、固定输入电压等的固定匹配(例如，固定电感、电容等)的系统可以在某些操作条件下实现阻抗匹配。改变频率、输入电压或部件的有效值可以改变匹配和/或输出。阻抗匹配可以使用或包括任何数量的变容二极管、变容二极管阵列、开关元件、电容器组、切换和可调谐元件、反向偏置二极管、空气隙电容器、压缩电容器、锆钛酸钡(BZT)电调谐电容器、微机电系统(MEMS)-可调谐电容器、电压可变电介质、变压器耦合调谐电路等或其组合。可变部件可以被机械调谐、热调谐、电调谐、压电调谐等。阻抗匹配的元件可以是硅器件、氮化镓器件、碳化硅器件等。可以选择元件以承受高电流、高电压、高功率或电流、电压和功率的任何组合。可以选择元件为高Q元件。

[0035] 要理解的是，发射器和/或接收器阻抗匹配网络(IMN)可以具有宽范围的电路实施方式，其中各个部件具有阻抗以满足特定应用的需要。Kesler等人的美国专利No.8，461，719在此通过引用并入本文，并且例如公开了诸如图28a-37b中的各种可调谐阻抗网络。此外，要理解的是，可以在电源和/或设备侧使用任何实际数量的开关电容器以提供所期望的操作特性。

[0036] 图2示出了具有交织整流器的无线功率接收器的示范性实施例的框图。接收器包括耦合到具有平衡电子部件202A、202B的阻抗匹配网络(IMN)的谐振器110。在一些实施例中，这些电子部件202A、202B可以包括可调谐电容器和/或电感器。这些部件被连接到具有平衡电子部件的交织整流器的第一级204。

[0037] 平衡部件对于拒绝由于例如驱动电路的扰动而可能出现的任何共模信号可能是重要的。需注意，顶部支路(204A和204C)中的每一个具有正电抗+jX1和+jX3，并且底部支路(204B和204D)中的每一个具有负电抗-jX2和-jX4。第一级204的正电抗+jX(-jX1，+jX3)支路204A、204C被连接到交织整流器的第二级206的第一整流器206A。第二级204的负电抗-jX(-jX2，-jX4)支路204B、204D被连接到交织整流器的第二级206的第二整流器206B。需注意，在一些实施例中，正电抗值和负电抗值的绝对值可以彼此相等。在其他实施例中，正电抗的绝对值可以大于或小于负电抗的绝对值。如下面更全面地描述的，这些整流器206A、206B的输出端被加在一起以连接到负载114，例如电池或电池管理器。需注意，“交织整流”的效果是整流信号的有利重组，其可能相对于彼此异相。这可以导致对组合信号输出的平滑滤波效果。

[0038] 在一些示范性无线功率系统中，除了基频f0本身之外，开关逆变器104还可以产生处于基频f0的一个或多个谐频fh处的交流电流或振荡电压。除了基频f0之外，从发射器将一个或多个谐频fh处的能量向接收器传播。例如，对于85kHz的操作频率，通过发射器在接收器中感应的电流以频率f0＝85kHz和谐频fh1＝170kHz、fh2＝255kHz、fh3＝340kHz等振荡。在一些示范性系统中，接收器内的部件可以导致在谐频fh处的能量振荡在接收器内传播。在一些实施例中，与仅在基频f0处操作相比，处于这些谐频fh(除了基频f0之外)的能量传播可以使接收器的部件表现地出乎意料地。例如，接收器中的诸如电感器和电容器的部件可以选择在基频f0＝85kHz的操作期间具有一定的阻抗，但当电路在除基频f0＝85kHz之外，还承载fh1＝170kHz(和/或其他谐波)的电流时可能会出现明显不同的阻抗。因此，这有利于调谐接收器的部件，使得接收器电路中的阻抗适当地匹配，并且发射器呈现期望的反射阻抗。

[0039] 在示范性实施例中，为了解决上述挑战，可以使电抗部件不平衡以减轻由谐波含量引起的阻抗失配。换言之，正电抗支路+jX1的电抗X1可以被配置为与负电抗支路-jX2中的电抗X2不同。因此，在图2所示的示范性配置中，电抗将被配置如下：

[0040] X1≠X2

[0041] X3≠X4.

[0042] 在一些实施例中，X1和X2之间的差值可以是X1和X2中较高者的至少4％。在其他实施例中，X1和X2之间的差值可以是X1和X2中较高者的至少1％。在其他实施例中，X1和X2之间的差值可以是X1和X2中较高者的至少5％。需注意，这些范围可以应用于X3和X4之间的差值。在一些实施例中，X1和X2之间的差值d(X1，X2)与X3和X4之间的差值d(X3，X4)大致相同：

[0043] d(X1,X2)≈d(X3,X4)。

[0044] 在无线功率系统的操作期间，不平衡电抗导致通过接收器的支路的更好的平衡电流。上述配置的另一个显著优点是减小了接收器内的电感器(即交织整流器内的电感器)中的峰值电流。峰值电流的减小还减轻了接收器的电感器和/或其他部件中的大电流引起的任何热问题。

[0045] 图3是具有交织整流器的无线功率接收器的示范性实施例的示意图。接收器包括串联连接到电容器C1A和电容器C1B且并联连接到电容器C2的电感器L1。连接到节点N1和N2中的每一个的是固定电容器C3A'和固定电容器C3B'，所述固定电容器C3A'串联连接到可调谐电容器C3A"，所述固定电容器C3B'串联连接到电容器C3B"(参见上面的可调谐电容器的示例)。需注意，顶部支路上的一个或多个部件与底部支路上具有相同或类似值的一个或多个部件平衡。例如，电容器C1A与电容器C1B平衡。连接到节点N3的是顶部部分304，其包括第一支路和第二支路。第一支路包括连接电容器C4A的电感器L4A，第二支路包括连接到电容器C4B的电感器L4B。需注意，电感器和电容器可以彼此串联或并联连接。在第一支路中，为了实现正电抗，电感器L4A在操作频率下的电抗可以大于电容器C4A的电抗。在第二支路中，为了实现负电抗，电感器L4B在操作频率下的电抗可以小于电容器C4B的电抗。

[0046] 连接到节点N4的是底部部分306，其包括第三支路和第四支路。第三支路包括连接到电容器C4C的电感器L4C，第四支路包括连接到电容器C4D的电感器L4D。需注意，电感器和电容器可以彼此串联或并联连接。例如，串联连接到电容器C4的电感器L4产生滤波器，以向整流器的输入端传递具有所期望的频率的电流。在第三支路中，为了实现正电抗，电感器L4C在操作频率下的电抗可以大于电容器C4C的电抗。在第四支路中，为了实现负电抗，电感器L4D在操作频率下的电抗可以小于电容器C4D的电抗。需注意，电感器L4和/或电容C4中的任一个可包括可调谐元件。

[0047] 第一支路的输出端连接到第一整流器Rec1的输入端I1，而第二支路的输出端连接到Rec1的输入端I2。第三支路的输出端连接到第二整流器Rec2的输入端I3，而第四支路的输出端连接到Rec2的输入端I4。需注意，每个整流器可以是半桥、全桥、无源(二极管)或有源(开关)型整流器。在实施例中，具有大于10、15、20kW的输出的无线功率系统可以使用开关整流器，以维持对负载的高效率功率。换言之，在某些功率水平下，二极管整流器可能无法在非常高的功率水平下有效地工作。

[0048] 整流器Rec2的输出O3连接到节点N5处，使得输出O1和O3被电相加。整流器Rec2的输出O4连接到节点N6处，使得输出O2和O4被电相加。组合输出O1+O3(在节点N5处)和O2+O4(在节点N6处)被连接到平滑滤波电容器C5。与平滑滤波电容器C5并联连接的是负载114，例如电池或电池管理器。需注意，整流器Rec1和Rec2的配置在图3中表示为两个全桥整流器。这两个全桥整流器配置在电气上等效于图4中所示的四个半桥整流器。换言之，一对(2个)半桥整流器可以被耦合在一起以形成全桥整流器配置。

[0049] 图4是具有交织整流器的无线功率接收器的一部分的示范性实施例的图。在交织整流器的输入端处看到的阻抗ZIN＝RIN是负载阻抗ZDC＝RDC和特征阻抗X的函数。在图4所示的示例中，电抗X4A＝X4C＝X且X4B＝X4D＝-X。作为负载阻抗的函数，整流器的输入阻抗在负载阻抗等于X*(π2/8)时具有最小值，并且针对更小和更大的负载阻抗增大。如果选择特性阻抗X，使得X*(π2/8)在最小和最大负载阻抗之间，例如，被选中为中点附近，则输入阻抗可以在比输出阻抗更小的范围内变化。在示例中，最小和最大负载阻抗由最小和最大电池电压标记280V和450V表示。这是交织整流器的一个显著优点——它可以减小通过耦合到交织整流器的电路所看到的阻抗范围。需注意，在一些实施例中，二极管配置402a、402b、402c和402d中的每一个可以作为半桥整流器操作。

[0050] 下面是作为理想电阻压缩机的负载阻抗的函数的输入阻抗的关系。

[0051]

[0052] 对于集成到诸如车辆、机器人、医疗器件、移动电子器件等产品中的无线功率接收器，非常希望使得阻抗匹配网络中所使用的电感器的尺寸、重量或成本最小化。例如，在许多应用中，由于构成每个电感器的绕组和磁性材料，电感器L4A、L4B、L4C和L4D(参见图3)可能占据大量空间。因此，为电感器L4A、L4B、L4C和L4D中的每一个选择具有最小可能值的电感器。

[0053] 在一些实施例中，与各个电感器相比，电感器L4A、L4B、L4C和L4D中的两个或更多个可以被集成到单个结构中，以进一步最小化集成电感器的尺寸、重量和/或成本。图5A是可以用于无线功率接收器的匹配网络中的两个或更多个电感器L4A、L4B、L4C和L4D的集成电感器的示范性实施例的图。电感器L4A和电感器L4C共用芯SC1且共用铁氧体层SF1。在例示的实施例中，因为流动方向相反，由电感器L4A和电感器L4C产生的通量在共用铁氧体层SF1中基本上被消除。电感器L4A和电感器L4C也磁解耦。可以共用芯的电感器L4B和L4D具有类似的配置，其中它们之间的共用铁氧体层SF2中的通量基本上被消除。电感器L4B和电感器L4D也磁解耦。要理解的是，各种绕组配置可以产生磁通量消除以满足具体应用的需要。图5B是可以用于无线功率接收器的匹配网络中的四个电感器L4A、L4C、L4B和L4D的集成电感器的示范性实施例的图。图5B示出了示范性共用铁氧体电感器系统，其具有四个芯502a、
502b、502c、502d和一个或多个共用的铁氧体片504a和504b以及相应的通量消除，如图所示。要理解的是，各种绕组配置可以产生多个通量消除以满足具体应用的需要。四个电感器L4A、L4B、L4C和L4D没有明显的磁耦合，因为铁氧体的共用部分有效地防止了由一个电感器连接的通量被其它电感器连接。可以在2017年8月8日提交的题为“Inductor system having shared material for flux cancellation”的共同拥有的美国专利申请No.15/
671，680中找到集成电感器的示例。

[0054] 示例

[0055] 以下是说明在交织整流器内具有补偿电抗的无线功率接收器的益处的示例。示例1A-1C描述了具有以下规范的无线功率系统的实施例。无线功率系统被配置为在85kHz的操作频率(基频f0)下向负载传输大约10kW的功率。由于无线功率发射器的开关逆变器产生的方波，将在基频f0之外的频率下的电流和/或电压引入系统。例如，具有基频f0的至少一个谐频fh的能量被无线功率接收器接收。系统中除基频之外的频率的存在导致除预期之外的阻抗值。需注意接收器的电抗X由以下关系定义：

[0056]

[0057] 在示例1A-1C中，负载可以是一个或多个电池，其总电压范围Vbatt为280V至420V。

[0058] 示例1A

[0059] 对于280V的电池电压Vbatt，下表概述了与示范性无线功率接收器300的部件相关联的值。顶部部分和底部部分304、306中的每一个的预期阻抗Z是6.35+j9.53Ohm。在一些实施例中，可以调节输入电压Vin以保持输入功率Pin恒定。

[0060] 可以通过电路模拟来确定交织整流器中的每一个支路的电阻。在该特定示例中，预期电阻R4A、R4B、R4C和R4D均为6.35Ohm。预期电抗X4A、X4B、X4C和X4D计算如下：

[0061]

[0062]

[0063] 在无线功率系统的操作期间(例如，通过电流传感器)测量支路4A、4B、4C和4D中的电流I4A、I4B、I4C和I4D。需注意，电流I4A、I4C(组1)近似相等(其差值在所述电流中的较大值的1％以内)并且电流I4B、I4D(组2)近似相等(其差值在所述电流中的较大电流的1％以内)。不过，这两组电流之间的差值可以是每个支路4A-4D的阻抗Z的差值的结果。例如，在示范性未补偿系统中，电抗X4A等于电抗X4B，电抗X4C等于X4D。这也被称为“未补偿电抗”。它是未补偿的因为没有调节(或不平衡)电抗以解决电流(和/或功率)的不平衡。因此，具有接收基频和谐频下的能量的平衡电抗的未补偿接收器经历不平衡电流。具有补偿电抗的补偿接收器经历平衡电流。在补偿接收器中，所考虑的支路4A、4B、4C和4D中的每一个的净阻抗是类似的，因为已经调节了物理电抗X4A、X4B、X4C和X4D，使得：

[0064] X4A≠X4B

[0065] X4C≠X4D.

[0066] 在一些实施例中，可以专门选择这些电抗X4A、X4B、X4C和X4D以使得所考虑的支路4A、4B、4C和4D中的每一个的净阻抗有意为负或为正。在一些实施例中，可以使净阻抗具有特定值或值范围。这种类型的调节具有在匹配网络中容纳可调谐组件的益处(在图2中示为202A或202B或在图3中示为C3A”或C3B”)。例如，如果可调谐元件可以在一个方向上调节，即具有更多负或正电抗，则在相反方向上配置交织整流器的净阻抗可以为可调谐元件提供更大程度的调节。无线功率系统中可调谐元件的示例可以在2017年2月2日提交的题为“Controlling wireless power system”的美国专利申请No.15/422,554中和在2017年2月
8日提交的题为“PWM capacitor control”的美国专利申请No.15/427,186中找到。

[0067] 可以通过确定电阻值与两个电阻值中的较高者的差值的比来计算电阻值的百分比差值，如下所示。可以通过确定电抗值的绝对值中的每一个与两个电抗值中的较高者的绝对值的差值的比来计算电抗值的百分比差值。

[0068]

[0069]

[0070] 在一些实施例中，电抗|X4B|的绝对值与电抗|X4A|的绝对值相差至少4％，并且电抗|X4D|的绝对值与电抗|X4C|的绝对值相差至少4％。在一些实施例中，电抗|X4B|的绝对值与电抗|X4A|的绝对值相差至少10％，并且电抗|X4D|的绝对值与电抗|X4C|的绝对值相差至少10％。在一些实施例中，电抗|X4B|的绝对值与电抗|X4A|的绝对值相差至少20％，并且电抗|X4D|的绝对值与电抗|X4C|的绝对值相差至少20％。

[0071] 在下表中详述的示范性未补偿接收器中，第一组电流和第二组电流之间的差值约为20.1％：

[0072]

[0073] 需注意，在上面的公式中，百分比差值被确定为与较高电流的差值。

[0074] 相反，在下表中详述的示范性补偿接收器中，第一组电流和第二组电流之间的差值约为0.2％：

[0075]

[0076] 到目前为止所描述的示范性未补偿系统中存在的不平衡电流问题一直存在于为电感器L4A-L4D选择低电感值的情况下。相比之下，在示范性未补偿接收器中，也可以使用尺寸为最小尺寸电感器L4的四倍的电感器来减轻电流不平衡。虽然这种大型电感器在一些应用中可以是可行的解决方案，但在许多应用中，对尺寸、成本和重量的限制将是无线功率接收器商业化的主要压力。在一些实施例中，未补偿接收器可能到处需要最小尺寸的电感器L4的尺寸的四到十倍之间的电感器，以减小电流不平衡。所使用的电感器越大，它对以谐频振荡的电流的滤波效果越好。然而，在保持预期性能的同时减小电感器的尺寸存在重大挑战。

[0077] 需注意，在一些实施例中，对于L4A、L4B、L4C和L4D的全部，电感值L4是相同的。换言之，L4＝L4A＝L4B＝L4C＝L4D。

[0078]  未补偿接收器 补偿接收器
  L4＝18.12uH L4＝18.12uH
电流I4A,I4C(A) 24.92 28.21
电流I4B,I4D(A) 31.2 28.26
ΔCurrent(％) 20.1％ 0.2％
所考虑的支路的净电阻R4A,4C(Ohm) 7.11 6.3
所考虑的支路的净电抗X4A,4C(Ohm) 10.78 9.51
所考虑的支路的净电阻R4B,4D(Ohm) 5.7 6.26
所考虑的支路的净电抗X4B,4D(Ohm) -8.61 -9.51
Δ净电阻，ΔR(％) 19.8％ 0.6％
Δ净电抗，ΔX(％) 20.1％ 0％
电容C4A,C4C(nF) 13095 1637
电容C4B,C4D(nF) 97.48 92.12
功率P4A+P4C(W) 4414 5012
功率P4B+P4D(W) 5534 5002
输入功率Pin(W) 9948 10014
输入电阻Rin(Ohm) 20.25 20.7
输入电抗Xin(Ohm) -3.4 -0.03
电抗X4A,X4C(Ohm) 9.53 8.53
电抗X4B,X4D(Ohm) -9.53 -10.65
Δ电抗，ΔX(％) 0％ 19.9％

[0079] 表1、被配置为在电池电压Vbatt＝280V时接收具有基频

[0080] f0＝85kHz的能量的示范性未补偿和补偿无线功率接收器的特性

[0081] 图6A是在示范性无线功率接收器中具有未补偿电抗的阻抗匹配网络中的电流水平的曲线图。线602a是作为时间的函数的I4B、I4D的电流大小，线604a是作为时间的函数的I4A、I4C的电流大小。图6B是在示范性无线功率接收器中具有补偿电抗的阻抗匹配网络中的电流水平的曲线图。线602b是作为时间的函数的I4B、I4D的电流大小，线604b是作为时间的函数的I4A、I4C的电流大小。注意图7A中的线602b的大小与线604b的大小之间的差值606。该差值606明显不存在于图6B中的电流大小602b、604b中，并且用于说明当补偿电抗时电流变得平衡。

[0082] 示例1B

[0083] 对于350V的电池电压Vbatt，下表概述了与示范性无线功率接收器300的部件相关联的值。匹配网络的预期阻抗Z为9.93+j9.53Ohm。

[0084] 这里使用与先前示例(示例1A)类似的计算来确定电流、电阻和阻抗值的百分比差值。需注意，在该电池电压水平下，补偿接收器中的平衡电流(和/或平衡功率)的上述影响不太明显。例如，电流水平的百分比差值从未补偿接收器中的41％下降到补偿接收器中的25.4％。更大的电感器具有将电流不平衡降低到大约12.7％的效果但是成本高得多(即，大约是最小电感L4的电感值的四倍)。

[0085]   未补偿接收器 补偿接收器  L＝18.12uH L＝18.12uH
输入电压Vin(V) 316 315
电流I4A,I4C(A) 17.1 19.7
电流I4B,I4D(A) 29 26.42
ΔCurrent(％) 41％ 25.4％
所考虑的支路的净电阻R4A,4C(Ohm) 12.44 10.94
所考虑的支路的净电抗X4A,4C(Ohm) 13.66 11.67
所考虑的支路的净电阻R4B,4D(Ohm) 7.56 8.25
所考虑的支路的净电抗X4B,4D(Ohm) -7.87 -8.62
Δ净电阻，ΔR(％) 39.2％ 24.6％
Δ净电抗，ΔX(％) 42.3％ 26.1％
电容C4A,C4C(nF) 13095 1676
电容C4B,C4D(nF) 97.48 94.34
功率P4A+P4C(W) 3645 4253
功率P4B+P4D(W) 6355 5758
输入功率Pin(W) 10000 10011
输入电阻Rin(Ohm) 18.74 19.44
输入电抗Xin(Ohm) -4.88 -2.88
电抗X4A,X4C(Ohm) 9.53 8.56
电抗X4B,X4D(Ohm) -9.53 -10.17
Δ电抗，ΔX(％) 0％ 15.8％

[0086] 表2、被配置为在电池电压Vbatt＝350V时接收具有

[0087] 基频f0＝85kHz的能量的示范性未补偿和补偿无线功率接收器的特性

[0088] 示例1C

[0089] 对于420V的电池电压Vbatt，下表概述了与示范性无线功率接收器300的部件相关联的值。匹配网络的预期阻抗Z为14.3+j9.53Ohm。

[0090] 这里使用与示例1A类似的计算来确定电流、电阻和阻抗值的百分比差值。需注意，在该电池电压水平下，补偿接收器中的平衡电流(和/或平衡功率)的上述影响不太明显。例如，电流水平的百分比差值从未补偿接收器中的65％下降到补偿接收器中的53.5％。更大的电感器具有将电流不平衡降低到大约24.5％的效果但是成本高得多(即，大约是最小电感L4的电感值的四倍)。

[0091]  未补偿接收器 补偿接收器
  L＝18.12uH L＝18.12uH
输入电压Vin(V) 340 338
电流I4A,I4C(A) 10.5 12.72
电流I4B,I4D(A) 29.95 27.36
ΔCurrent(％) 65％ 53.5％
所考虑的支路的净电阻R4A,4C(Ohm) 20.18 18.16
所考虑的支路的净电抗X4A,4C(Ohm) 25.32 19.35
所考虑的支路的净电阻R4B,4D(Ohm) 8.7 9.45
所考虑的支路的净电抗X4B,4D(Ohm) -7.29 -7.94
Δ净电阻,ΔR(％) 56.9％ 48.1％
Δ净电抗,ΔX(％) 71.2％ 59.0％
电容C4A,C4C(nF) 13095 1676
电容C4B,C4D(nF) 97.48 94.34
功率P4A+P4C(W) 2224 2940
功率P4B+P4D(W) 7800 7073
输入功率Pin(W) 10024 10013
输入电阻Rin(Ohm) 20.22 21.1
输入电抗Xin(Ohm) -7.56 -5.92
电抗X4A,X4C(Ohm) 9.53 8.56
电抗X4B,X4D(Ohm) -9.53 -10.17
Δ电抗,ΔX(％) 0％ 15.8％

[0092] 表3、被配置为在电池电压Vbatt＝420V时接收具有

[0093] 基频f0＝85kHz的能量的示范性未补偿和补偿无线功率接收器的特性

[0094] 针对具有各种未补偿和补偿电抗配置的接收器，图7A是作为电池电压Vbatt的函数的输入电阻Rin(参见图4)的曲线图并且图B是作为电池电压Vbatt的函数的输入电抗Xin的曲线图。实线702a和702b分别表示理想电阻压缩器的预期电阻和电抗，其中输入AC电源(在这种情况下，无线功率发射器)比等效负载电阻具有更小的等效电阻范围。具有最小电感L4＝18.12uH的未补偿(或未补偿)接收器704的电阻和电抗分别表示为图7A和7B中的三角形(▲)数据点。具有最小电感L4＝18.12uH的补偿接收器706的电阻和电抗分别表示为图7A和
7B中的圆形(●)数据点。如在上述数据中所观察到的，在较低的电池电压(例如，在V＝
280V)下，补偿接收器706的电阻和电抗都最接近理想电阻压缩器702。此外，对于其他电池电压水平，补偿接收器706比具有类似尺寸的电感器L4的未补偿系统704更接近理想电阻压缩器702。换言之，补偿接收器706的一些最大益处是在接收器的较高电流水平处。

[0095] 可以选择补偿接收器706的电阻和电抗最接近理想电阻压缩器702处的电池电压。例如，可以选择较高的电池电压(即在该示例中为420V)而不是较低的电池电压(即在该示例中为280V)，作为电阻和电抗最接近理想电阻压缩机的点。在这种情况下，补偿接收器的电抗在较低的电池电压水平下是正的。

[0096] 针对具有被配置为接收其基频f0＝85kHz的能量的补偿电抗的接收器，图7C是作为电池电压Vbatt的函数的输入电阻Rin(参见图4)的曲线图，图D是作为电池电压Vbatt的函数的输入电抗Xin的曲线图。示范性补偿无线功率接收器可以被设计为具有电容C4A、C4C＝445nF，C4B、C4D＝75nF，以及电感器L4A、L4C、L4B和L4D＝18.12uH。实线702c和702d分别表示理想电阻压缩器的预期电阻和电抗，其中输入AC电源(在这种情况下，无线功率发射器)比等效负载电阻具有更小的等效电阻范围。具有最小电感L4＝18.12uH的补偿接收器的电阻和电抗分别表示为图7C和7D中的圆形(●)数据点。可以选择较高的电池电压(即在该示例中为420V)而不是较低的电池电压(即在该示例中为280V)，因为它是电阻和电抗最接近理想电阻压缩机的点。可以理解，接收器C3A"，C3A"(参见图3)的元件的调节可用于调节每个电池电压下接收器的输入电抗。

[0097] 示例2

[0098] 示范性无线功率系统被配置为在大约6.78MHz的基频f0下操作并向负载输送大约100W的功率。用于负载的电池电压Vbatt范围为20V至30V。在一些实施例中，可以调节输入电压Vin以保持输入功率Pin恒定。在一些示范性实施例中，负载可以是膝上计算机或笔记本计算机。下表概述了与示范性无线功率接收器300的部件相关联的值。匹配网络的预期阻抗Z为3.24+j4.86Ohm。

[0099] 以下数据说明了无线功率接收器电抗补偿的益处。例如，电流的不平衡从未补偿接收器中的21.3％减少到补偿接收器中的1.6％。

[0100]  未补偿接收器 补偿接收器
  L＝116nH L＝116nH
电流I4A,I4C(A) 3.4 3.86
电流I4B,I4D(A) 4.33 3.92
ΔCurrent(％) 21.3％ 1.6％
所考虑的支路的净电阻R4A,4C(Ohm) 3.77 3.34
所考虑的支路的净电抗X4A,4C(Ohm) 5.55 4.9
所考虑的支路的净电阻R4B,4D(Ohm) 2.98 3.27
所考虑的支路的净电抗X4B,4D(Ohm) -4.37 -4.82
Δ净电阻,ΔR(％) 21％ 2.1％
Δ净电抗,ΔX(％) 21.3％ 1.6％
电容C4A,C4C(nF) 321.78 42
电容C4B,C4D(nF) 2.4 2.26
功率P4A,P4C(W) 43.8 49.7
功率P4B,P4D(W) 55.6 50.32
输入功率Pin(W) 99.4 100.02
输入电阻Rin(Ohm) 10.2 10.45
输入电抗Xin(Ohm) -1.78 -0.14
电抗X4A,X4C(Ohm) 4.87 4.39
电抗X4B,X4D(Ohm) -4.84 -5.45
Δ电抗,ΔX(％) 0.6％ 19.4％

[0101] 表4、被配置为在电池电压Vbatt＝20-30V时接收具有

[0102] 基频f0＝6.78kHz的能量的示范性未补偿和补偿无线功率接收器的特性[0103] 需注意，对本文描述的任一个电容器部件的引用能指代彼此电连接的一个或多个电容器或电容部件。在附图中，为清楚起见，多个电容器部件可以由单个电容器符号表示。

[0104] 尽管上面的讨论公开了本发明的各种示范性实施例，但是显而易见的是，本领域的技术人员可以进行各种修改，这些修改将实现本发明的一些优点而不脱离本公开的真实范围。通过引用方式将本文引用的所有文档并入本文。