一种VCO电路

摘要

本申请实施例公开了一种VCO电路，用于提高VCO控制电压的范围，提高VCO对电源电压噪声和干扰的抑制能力。本申请实施例中的VCO电路包括：滤波器模块、电压电流转换模块和CCO模块，滤波器模块中的第一滤波器的一端与第二滤波器的一端连接于第一节点，第一节点与控制电压连接，第一滤波器的另一端接入电源，第二滤波器的另一端与地连接；电压电流转换模块中的第一MOS管的栅极与第二MOS管的栅极连接于第二节点，第二节点与第一节点连接，第一MOS管的漏极与第二MOS管的漏极连接于第三节点，第三节点与CCO模块连接，第一MOS管的源极与第一电阻的一端连接，第一电阻的另一端与地连接，第二MOS管的源极与第二电阻的一端连接，第二电阻的另一端与电源连接。

权利要求

1.一种电压控制振荡器(VCO)电路，所述电路包括滤波器模块、电压电流转换模块和流控振荡器(CCO)模块，其特征在于，包括：所述滤波器模块包括第一滤波器和第二滤波器，所述第一滤波器的一端与所述第二滤波器的一端连接于第一节点，且所述第一节点与控制电压相连接，所述第一滤波器的另一端接入电源，所述第二滤波器的另一端与地相连接；

所述电压电流转换模块包括第一MOS管、第二MOS管、第一电阻和第二电阻，所述第一MOS管的栅极与所述第二MOS管的栅极连接于第二节点，且所述第二节点与所述第一节点相连接，所述第一MOS管的漏极与所述第二MOS管的漏极连接于第三节点，且所述第三节点与所述CCO模块相连接，所述第一MOS管的源极与所述第一电阻的一端相连接，所述第一电阻的另一端与地相连接，所述第二MOS管的源极与所述第二电阻的一端相连接，所述第二电阻的另一端接入电源；

所述第一MOS管为NMOS管；

所述第二MOS管为PMOS管。

2.根据权利要求1所述的VCO电路，其特征在于，所述CCO模块包括第三MOS管、第四MOS管、偏置电流IBIAS和环形电流控制振荡器Ring CCO，所述第三MOS管的源极接入电源，所述第三MOS管的漏极通过所述IBIAS接地，所述第三MOS管的栅极与第四MOS管的栅极经过RC滤波器相连接，所述第四MOS管的源极接入电源，所述第四MOS管的漏极与所述Ring CCO的电流输入端连接于第四节点，且所述第四节点与所述第三节点相连接，所述Ring CCO的另一端与地相连接。

3.根据权利要求2所述的VCO电路，其特征在于，所述CCO模块还包括RC滤波器，所述RC滤波器用于滤除电流镜的噪声，所述电流镜由所述第三MOS管及所述第四MOS管构成。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的VCO电路，其特征在于，所述第三MOS管为PMOS管。

5.根据权利要求1至3中任一项所述的VCO电路，其特征在于，所述第四MOS管为PMOS管。

6.根据权利要求1至3中任一项所述的VCO电路，其特征在于，当所述控制电压低于第一阈值时，所述第一MOS截止，所述第二MOS打开。

7.根据权利要求1至3中任一项所述的VCO电路，其特征在于，当所述控制电压处于第一阈值与第二阈值范围之内时，所述第一MOS打开，所述第二MOS打开。

8.根据权利要求1至3中任一项所述的VCO电路，其特征在于，当所述控制电压高于第二阈值时，所述第一MOS打开，所述第二MOS截止。

说明书

一种VCO电路

技术领域

[0001] 本申请涉及电子领域，尤其涉及一种VCO电路。

背景技术

[0002] 电压控制振荡器(voltage controlled oscillator，VCO)是锁相环中必不可少的模块。在基带锁相环中，常用的结构是电流受控的环形互补金属氧化物半导体(complementary metal oxide semiconductor，CMOS)VCO。在低压低功耗应用下，该结构VCO的输入控制电压范围较小，而VCO需要的频率调节范围并不能缩小，导致VCO的增益提高，锁相环整体噪声性能因此变差。此外，VCO的实际电源通常来自一个片上的低压差线性稳压器(low dropout regulator，LDO)，以隔离来自电源的干扰。但在低压低功耗应用下，LDO的电源抑制能力和自身输出噪声性能都不会太好。若VCO自身没有较好的电源噪声抑制能力，最终设计的噪声性能将会很差，或者功耗相对较大，失去了低压低功耗的优势。

[0003] 电流控制环形振荡器和电压电流转换器的组合是基带锁相环中VCO的普遍实现方法。在这种结构的VCO中，电压对频率的控制被拆分成了电压对电流的控制和电流对频率的控制。电压到电流的转换主要通过晶体管的跨导实现，需要晶体管工作在饱和区才能提供比较稳定可靠的电压电流控制。在低电压应用中，若只使用传统的单管源跟随器结构来控制振荡器的工作电流，则会有相当大的电压裕度浪费在保证晶体管饱和上。控制电压需要大于环形振荡器的电源电压加上一个晶体管的阈值电压。在某些工艺下的低电压应用中，即使采用native晶体管，这个电压值仍然十分可观，严重地限制了控制电压的变化范围。控制电压范围的限制会进一步导致VCO增益的提高，而对大部分的锁相环来说，VCO的增益提高都对整体噪声有害。

[0004] 为了拓展VCO的控制电压范围，现有技术如图1a所示。图1a方案采用了差分结构的电压电流转换器，同时加入了反馈放大器，通过放大器的高增益来保证控制电压对振荡器电源电压的控制。由于并没有直接对振荡器的电流管进行控制，所以只要放大器的输入电压范围较大就可以实现较大的控制电压变化范围。

[0005] 在片上系统(System on Chip，SOC)芯片内，电源电压中经常会混入各种噪声，其来源包括DC-DC干扰，数字模块噪声，LDO噪声等。电源电压的变化对VCO的影响类似于一个额外的控制电压，其具体数值可以表示为一个类似于VCO增益的值，称为KVDD。VCO电源电压的变化通过KVDD对VCO频率进行调制，引入相位偏差，使VCO和锁相环的噪声性能恶化，大部分的VCO自身都有较大的KVDD。

[0006] 为了提高VCO的电源噪声抑制能力，现有技术如图1b，图1c所示，可以在原有VCO电路的基础上，额外添加一个引入反向KVDD的小电路，与原有的正向KVDD进行补偿，从而得到较好的电源抑制能力。图1b对应的实施例在VCO的延迟单元输出上引入了一个NMOS管，利用它的阻抗随电源电压变化的特性来补偿电源电压的影响。图1c对应的实施例采用了类似的方法，只是将NMOS管的阻抗换成了MOS管组成的电阻电容网络的阻抗。由于未补偿的延迟单元的延迟与电源电压负相关(或者说VCO的振荡频率与电源电压正相关)，额外引入的补偿电路使延迟单元的延迟与电源电压产生了正相关效应(或者说使VCO的振荡频率与电源电压产生了负相关效应)，适当的调节这个补偿电路的效果，就可以与原有的特性相补偿，得到接近于0的电源相关性。

[0007] 以上两方面的现有技术中，电路的结构都比较复杂。在扩展VCO控制电压范围方面，如图1a所对应的实施例，使用了一个四输入双输出的放大器，该放大器需满足锁相环的环路带宽要求，还需要有合适的共模负反馈电路来稳定共模。这个放大器本身对VCO来说，也是一个很大的噪声源。而且，由于环路带宽的要求，无法采用滤波器对这些噪声进行滤除。在电源噪声抑制能力的提高方面，图1b、图1c所对应实施例中的，主要的缺点也是额外电路的添加，即增加了设计复杂度，又引入了噪声源。

发明内容

[0008] 本申请实施例提供了一种VCO电路，用于在不添加额外电路的情况下，提高VCO输入控制电压的范围，提高VCO对电源电压噪声和干扰的抑制能力。

[0009] 本申请实施例提供的VCO电路，包括：滤波器模块、电压电流转换模块和CCO模块，所述滤波器模块包括第一滤波器和第二滤波器，所述第一滤波器的一端与所述第二滤波器的一端连接于第一节点，且所述第一节点与控制电压相连接，所述第一滤波器的另一端接入电源，所述第二滤波器的另一端与地相连接；所述电压电流转换模块包括第一MOS管、第二MOS管、第一电阻和第二电阻，所述第一MOS管的栅极与所述第二MOS管的栅极连接于第二节点，且所述第二节点与所述第一节点相连接，所述第一MOS管的漏极与所述第二MOS管的漏极连接于第三节点，且所述第三节点与所述CCO模块相连接，所述第一MOS管的源极与所述第一电阻的一端相连接，所述第一电阻的另一端与地相连接，所述第二MOS管的源极与所述第二电阻的一端相连接，所述第二电阻的另一端接入电源。

[0010] 从以上技术方案可以看出，本申请实施例具有以下优点：本申请实施例在电压电流转换模块中同时使用了NMOS管和PMOS管，只要两个MOS管的阈值电压绝对值之和小于等于电源电压或略大于电源电压，电压电流转换模块的控制电压变化范围就至少可以达到电源电压到地，可以提高VCO输入控制电压的范围；本申请中的滤波器模块被分为了分别连接电源、地的两部分，可以通过适当的比例分配来调节控制电压对电源噪声的响应，进而调节电压电流转换模块中NMOS管和PMOS管对电源噪声的响应，使两者互相补偿，减小了CCO电流受电源噪声的影响，可以提高VCO对电源电压噪声和干扰的抑制能力。

附图说明

[0011] 图1a为现有技术中VCO电路的一个实施例示意图；

[0012] 图1b为现有技术中VCO电路中延迟单元的一个实施例示意图；

[0013] 图1c为现有技术中VCO电路中延迟单元的另一个实施例示意图；

[0014] 图2为本申请实施例中VCO电路的一个实施例示意图；

[0015] 图3为本申请实施例中电压电流转换模块的一个实施例示意图；

[0016] 图4为本申请实施例中电压电流转换模块的另一个实施例示意图；

[0017] 图5为本申请实施例中电压电流转换模块的另一个实施例示意图；

[0018] 图6为本申请实施例中电压电流转换模块及滤波器模块的一个实施例示意图。

具体实施方式

[0019] 本申请实施例提供了一种VCO电路，用于在不添加额外电路的情况下，提高VCO控制电压的范围，提高VCO对电源电压噪声和干扰的抑制能力。

[0020] 本申请的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”、“第三”、“第四”等(如果存在)是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的实施例能够以除了在这里图示或描述的内容以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

[0021] 请参阅图2，本申请实施例中VCO电路主要包括以下部分：滤波器模块100、电压电流转换模块200和流控振荡器CCO模块300。

[0022] 其中，滤波器模块100包括第一滤波器101和第二滤波器102，第一滤波器101的一端与第二滤波器102的一端连接于第一节点103，且第一节点103与控制电压相连接，第一滤波器101的另一端接入电源，第二滤波器102的另一端与地相连接；

[0023] 电压电流转换模块200包括第一金属氧化物半导体型场效应管(Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)(后简称MOS管)201、第二MOS管202、第一电阻203和第二电阻204，第一MOS管201的栅极与第二MOS管202的栅极连接于第二节点205，且第二节点205与第一节点103相连接，第一MOS管201的漏极与第二MOS管202的漏极连接于第三节点206，且第三节点206与CCO模块相连接，第一MOS管的源极与第一电阻203的一端相连接，第一电阻203的另一端与地相连接，第二MOS管202的源极与第二电阻204的一端相连接，第二电阻204的另一端接入电源。

[0024] CCO模块300包括第三MOS管301、第四MOS管302、偏置电流IBIAS303和环形电流控制振荡器Ring CCO304，第三MOS管301的源极接入电源，第三MOS管301的漏极通过IBIAS303接地，第三MOS管301的栅极与第四MOS管302的栅极相连接，第四MOS管302的源极接入电源，第四MOS管302的漏极与Ring CCO304的一端连接于第四节点306，且第四节点306与第三节点206相连接，Ring CCO304的另一端与地相连接。

[0025] 其中，第三MOS管301的栅极与第四MOS管302的栅极相连构成的电流镜可以为Ring CCO304提供固定的电流偏置，这个固定电流无需受控制电压VCTRL的控制，不需考虑响应速度，由于电流镜存在噪声，本申请实施例可以加入RC低通滤波器305来滤除电流镜的噪声。

[0026] 需要说明的是，本申请中VCO电路的实际电源可以来自一个片上的LDO，以隔离来自电源的干扰。

[0027] 需要说明的是，本申请实施例中的第一MOS管101为NMOS管，第二MOS管102为PMOS管，第三MOS管301为PMOS管，第四MOS管302为PMOS管。

[0028] 需要说明的是，本申请实施例中的第一滤波器101和第二滤波器102均为低通滤波器(low pass filter，LPF)，结构相同，但阻抗不同。

[0029] 电压电流转换模块200的本质是一级推挽放大器，输入由VCO电路的控制电压VCTRL控制，输出连接到CCO模块300的Ring CCO304上。如图3所示，在控制电压VCTRL比较高的时候，第二MOS管202管截止，第一MOS管201管打开，该电压电流转换模块200从第四MOS管302抽取一定量的电流；如图4所示，当控制电压VCTRL比较低的时候，第一MOS管201管截止，第二MOS管202管打开，该模块向CCO输出电流；如图5所示，在控制电压VCTRL适中的时候，第一MOS管201管和第二MOS管202管同时打开，输出或抽取电流由第一MOS管201和第二MOS管202电流绝对值之差决定。在控制电压VCTRL降低的过程中，输出电流值由负到正，单调变化，实现了电压到电流的转换。

[0030] 当控制电压VCTRL比较高，即当VCTRL>VDD-|VTH2|的时候，电压电流转换模块200的跨导为：

[0031]

[0032] 其中，VCTRL为控制电压，VTH2为第二MOS管202的阈值电压，VDD为电源电压，GM-H为电压电流转换模块200的跨导，gm1为第一MOS管201的跨导，R1为第一电阻203的阻值。

[0033] 当控制电压VCTRL比较低，即当VCTRL<|VTH1|的时候，电压电流转换模块200的跨导为：

[0034]

[0035] 其中，VCTRL为控制电压，VTH1为第一MOS管201的阈值电压，GM-L为电压电流转换模块200的跨导，gm2为第二MOS管202的跨导，R2为第二电阻204的阻值。

[0036] 当控制电压VCTRL适中，即当|VTH1|

[0037]

[0038] 其中，VCTRL为控制电压，VTH1为第一MOS管201的阈值电压，VTH2为第二MOS管202的阈值电压，VDD为电源电压，GM-M为电压电流转换模块200的跨导，gm1为第一MOS管201的跨导，gm2为第二MOS管202的跨导，R1为第一电阻203的阻值，R2为第二电阻204的阻值。

[0039] 需要说明的是，以上式子中，VTH1的绝对值可以为350毫伏，VTH2的绝对值可以为350毫伏，VDD的值可以为900毫伏，在实际应用中，VTH1、VTH2和VDD的数值还可以为其他数值，具体此处不做限定。

[0040] 由于本申请中电压电流转换模块电路同时使用了NMOS管(第一MOS管201)和PMOS管(第二MOS管202)，只要两个晶体管的阈值电压绝对值之和小于等于电源电压或略大于电源电压，电压电流转换模块200可以接受的控制电压变化范围就至少可以达到电源电压到地，消除了VCO控制电压范围的限制。在实际应用中，第一MOS管201采用了native NMOS管，其阈值电压较低，有助于保证总的控制电压范围。

[0041] 第一MOS管201和第二MOS管202的源极都添加了源简并电阻(即添加了第一电阻203和第二电阻204)，其作用是限制晶体管的最高跨导，在控制电压过高时，第一MOS管201的跨导被限制在1/R1，反之则PMOS管的跨导被限制在1/R2，有助于提高电压电流转换模块
200的线性度。

[0042] 本申请实施例中的VCO电路可以通过第一MOS管201、第二MOS管202、第一电阻203和第二电阻204构成的电压电流转换模块200，在不添加额外电路的情况下，提高VCO控制电压的范围。

[0043] 请参阅图6，本申请实施例中，本申请将滤波器一分为二(分为第一滤波器101和第二滤波器102)，第一滤波器101连接到电源，第二滤波器102连接到地，两部分的阻抗并联后与原来一致，能在锁相环环路中起到与单独低通滤波器LPF一致的作用。本申请中将其分成两半是为了与本申请中的电压电流转换模块配合，通过适当的阻抗比例分配来对电源噪声的影响进行补偿。电源噪声对VCO性能产生影响的主要机理如下：电源电压的变化会以一定的比例反映到VCTRL上，再通过第一MOS管201、第二MOS管202两个管子的跨导产生电流变化，输出到后面的CCO模块300上，进而影响其工作频率，造成相位偏差。对两个滤波器比例的调节可以改变电源电压变化反映到VCTRL上的比例，进而调节电源电压变化对CCO频率的影响。

[0044] 设电源噪声的电压为VN，第一滤波器101与第二滤波器102的阻抗比例为k，则VCTRL上由电源噪声产生的电压为：

[0045]

[0046] 则M1由于电源噪声而产生的漏极输出电流为：

[0047]

[0048] 则M2由于电源噪声而产生的漏极输出电流为：

[0049]

[0050] 很明显，IN1为负值而IN2为正值，调节阻抗比例k，可以使得电压电流转换模块200的电源响应输出互相抵消，最终残余的电源噪声响应电流可以很小。在实际应用中，CCO中的固定偏置电流部分(第四MOS管302)由于沟道长度调制效应也会贡献一定的电源噪声响应电流，可以通过调节k的值来将这部分一并补偿。

[0051] 本申请实施例中的VCO电路可以通过第一MOS管201、第二MOS管202、第一电阻203和第二电阻204构成的电压电流转换模块200以及第一滤波器101和第二滤波器102构成的滤波器模块100，在不添加额外电路的情况下，仅靠滤波器的连接分配实现了电源噪声补偿的功能，提高了VCO对电源电压噪声和干扰的抑制能力。

[0052] 以上所述，以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围。