本发明提出一种三电平T型逆变器非线性区补偿方法，包括基于载波的PWM技术以及逆变器非线性效应的补偿方法。在所提出的PWM方法中，考虑了中性点电压控制（neutral point voltage control，NPVC）和输出电压线性度的可控性。通过提出的方法来解决非线性补偿的问题，提出NPVC方法可以实现中性点平衡。
1.一种三电平T型逆变器非线性区补偿方法，其特征在于，定义以下关系：其中，v*xn为极电压参考值，vxn为实际输出极电压，δvxn为输出电压误差,以上三个变量均为周期平均值；
δvxn＝δvxn_sw+δvxn_DT其中，δvxn_sw为开关器件产生的电压降，δvxn_DT为死区引起的误差；δvxn_sw，δvxn_DT与v*xn存在相关性；
其中 是a相，b相，c相极电压参考值向量集， 分别为a相、b相、c相的极电压参考值； 为a相，b相，c相的相电压参考值向量集， 分别为a相、b相、c相的相电压参考值；
步骤S1：为使极电压参考值v*xn位于死区外，根据基于载波的PWM方法，在相电压参考值上添加偏置电压或零序电压v*sn，以正确合成实际输出极电压vxn：在极电压参考值v*xn和相电压参考值 当中，x可以为a相或b相或c相；
所述偏置电压v*sn通过执行以下步骤获得：步骤S11：判断低调制指数MI是否小于0.5，若MI<0.5则执行步骤S12，若MI≥0.5，则执行步骤S13；
步骤S12：采用AOVPWM方法避免死区：令 判断是否大于0：
vdc_L为下方电容电压，vdc_H为上方电容电压；
步骤S13：采用OMPWM方法避免死区：使负相电压提升至上载波区域：vdc＝vdc_H+vdc_L
其中，vdc为上下电容电压总值， 为相电压参考值， 为增加0.5vdc后的相电压参考值，采用vmarU和vmarL表示上下电压余量，令：|vmarU|＝|vmarL|
步骤S2：采用反正切函数处理脉冲整形和开关器件的电压降引起的逆变器非线性补偿，其补偿值vxn_comp通过下式计算：其中，Katan为经验系数，Vsat为饱和电压；Vdiff指M状态的与H、L状态输出电压误差δvxn的差别。
2.根据权利要求1所述的三电平T型逆变器非线性区补偿方法，其特征在于，在步骤S12中：为消除偶次谐波和开关器件产生的电压降δvxn_sw的不对称性，即令：δvxn(θ)＝-δvxn(θ-180°)v*sn以120°在：
两式中交替，即为在极电压参考值到三分之一周期时从上公式变为下公式。
3.根据权利要求1所述的三电平T型逆变器非线性区补偿方法，其特征在于，在步骤S12中，对AOVPWM的中性点采用如下电流平衡控制方式：其中， 为一周期内电流平均值，假定输出功率Pout为恒定值，θbal为平衡角；
其中， 为电压误差参考值，δvdc为电压误差实际值，速率限制其用于抑制低转速时偏置电压的快速变化，δv*dc通常设置为0，比例增益设置为：其中，knp，θ为比例增益，ωvc为NP控制回路的带宽，Cdc为逆变器中直流电容之和；
其中ωvc是NP控制回路的带宽，由δv*dc到δvdc的转移函数可推导为：
4.根据权利要求3所述的三电平T型逆变器非线性区补偿方法，其特征在于，在步骤S12中，采用将交换周期120°等分的方法；ndiv是一个自然数，即为：
5.根据权利要求1所述的三电平T型逆变器非线性区补偿方法，其特征在于，在步骤S13中，在OMPWM中，通过改变v*sn来改变inp；OMPWM的NP控制器，平衡偏置电压v*sn，bal被一个带有限制器的比例增益Knp，v所控制，并且平衡偏置电压v*sn，bal加在由OMPWM所确定的偏置电压上：所述比例增益Knp，v通过考虑NP平衡的表现和电流谐波来设置。
6.根据权利要求1所述的三电平T型逆变器非线性区补偿方法，其特征在于：通过对所述低调制指数MI值大小的判断，在AOVPWM和OMPWM之间转换和NP平衡控制，以实现对三电平逆变器非线性的补偿。
三电平T型逆变器非线性区补偿方法
技术领域
[0001] 本发明涉及逆变器领域，尤其涉及一种三电平T型逆变器非线性区补偿方法。
背景技术
[0002] 多级脉冲宽度调制(PWM)电压源逆变器(VSI)由于其优于两级VSI的优势而备受关注，例如更好的谐波特性，更小的dv/dt和更高的效率。在许多多电平逆变器中，三电平逆变器，如中性点钳位拓扑和T型拓扑，由于其相对简单的控制和技术成熟，已被广泛使用。
[0003] 然而，由于开关状态的数量增加，导致三电平拓扑上的输出电压失真的逆变器非线性比两电平拓扑中的更复杂。逆变器非线性对死区时间，寄生电容和开关器件两端电压降的影响会使逆变器的输出电压失真，并降低了由三电平T型逆变器供电的变速电机驱动系统的整体性能。
[0004] 现有技术文献中提出了通过在电压基准上加补偿电压来实现逆变器非线性补偿方法或调整门控脉冲的长度来实现。寄生电容和开关器件上的电压降的影响被认为可以提高补偿精度。
[0005] 然而，大多数现有技术文献没有涵盖由所谓的窄脉冲引起的输出电压失真，导致在死区时间内发生脉冲跳跃，当极点电压参考位于PWM载波边缘附近时发生。应该考虑这个问题，因为对于多级逆变器来说它变得更加严重。在空间矢量PWM(SVPWM)的基础上考虑了过调制区域中的脉冲跳跃问题。然而，SVPWM具有针对该问题的复杂算法，因为逆变器的每个开关的接通时间是几何计算的。提出了非最接近的三个矢量SVPWM来避免窄脉冲，但与传统的SVPWM相比，会产生相当大的电压谐波。
[0006] 众所周知，基于载波的PWM方法等同于SVPWM，但实现起来更简单。有提出防止三电平VSI驱动中的窄脉冲基于零序电压注入的技术。但是，他们没有考虑其他因素，如载波频率和中性点(NP)电压平衡问题的边带谐波。也有提出重复算法来解决窄脉冲问题并实现NP平衡。然而，它要求在线计算可能成为低成本数字信号处理器(DSP)的负担。此外，在上述补偿方法中针对窄脉冲问题忽略了寄生电容器的影响。T型逆变器非线性的偶次谐波尚未完全解决，尽管它们会引起逆变器输出电压的相当大的失真。
发明内容
[0007] 为了解决现有技术存在的缺陷和不足的问题，本发明针对三电平T型逆变器输出电压失真的逆变器非线性效应。提出了一种基于载波的PWM技术以及一种缓解逆变器非线性效应的补偿方法。在所提出的PWM方法中，考虑了NP电压和输出电压线性度的可控性。通过提出的PWM方法，通过设置偏置电压来解决上述非线性问题，可以同时实现NP平衡。本发明具体采用以下方案：
[0008] 一种三电平T型逆变器非线性区补偿方法，其特征在于，定义以下关系：
[0009]
[0010] 其中，v*xn为极电压参考值，vxn为实际输出极电压，δvxn为输出电压误差，以上三个变量均为周期平均值；
[0011] δvxn＝δvxn_sw+δvxn_DT
[0012] 其中，δvxn_sw为开关器件产生的电压降，δvxn_DT为死区引起的误差；δvxn_sw，δvxn_DT与v*xn存在相关性；
[0013]
[0014]
[0015] 其中 是a相，b相，c相极电压参考值向量集， 分别为a相、b相、c相的极电压参考值； 为a相，b相，c相的相电压参考值向量集， 分别为a
相、b相、c相的相电压参考值；
[0016] 步骤S1：为使极电压参考值v*xn位于死区外，根据PWM方法，在相电压参考值 上添*加偏置电压vsn，以正确合成实际输出极电压vxn：
[0017]
[0018] 在极电压参考值v*xn和相电压参考值 当中，x可以为a相或b相或c相；所述偏置电压v*sn通过执行以下步骤获得：
[0019] 步骤S11：判断低调制指数MI是否小于0.5，若MI＜0.5则执行步骤S12，若MI≥0.5，则执行步骤S13；
[0020] 步骤S12：采用AOVPWM方法避免死区，令 判断 是否大于0：
[0021] 若 则有：
[0022]
[0023] 若 则有：
[0024]
[0025] vdc_L为下方电容电压，vdc_H为上方电容电压；
[0026] 步骤S13：采用OMPWM方法避免死区，使负相电压提升至上载波区域：
[0027] vdc＝vdc_H+vdc_L
[0028]
[0029] 其中，vdc为上下电容电压总值， 为相电压参考值， 为增加0.5vdc后的相电压参考值，
[0030] 采用vmarU和vmarL表示上下电压余量，令：
[0031] |vmarU|＝|vmarL|
[0032] 将偏置电压v*sn设置为：
[0033]
[0034] 步骤S2：采用反正切函数处理脉冲整形和开关器件的电压降引起的逆变器非线性补偿，其补偿值vxn_comp通过下式计算：
[0035]
[0036] 其中，Katan为经验系数，Vsat为饱和电压；Vdiff指M状态的与H、L状态输出电压误差δvxn的差别。
[0037] 优选地，在步骤S12中：
[0038] 为消除偶次谐波和开关器件产生的电压降δvxn_sw的不对称性，即
[0039] δvxn(θ)＝-δvxn(θ-180°)
[0040] v*sn可以以120°在：
[0041]
[0042]
[0043] 两式中交替，即为在极电压参考值到三分之一周期时从上公式变为下公式。
[0044] 优选地，在步骤S12中，对AOVPWM的中性点采用如下电流平衡控制方式：
[0045]
[0046] 其中， 为一周期内电流平均值，假定输出功率Pout为恒定值，θbal为平衡角；
[0047] 所述平衡角θbal的计算方式为：
[0048]
[0049] 其中， 为电压误差参考值，δvdc电压误差实际值，knp，θ为比例增益；
[0050] 其中，速率限制其用于抑制低转速时偏置电压的快速变化，δv*dc通常设置为0，比例增益可设置为：
[0051]
[0052] 其中，ωvc是NP控制回路的带宽，Cdc为逆变器中直流电容之和。
[0053] 由δv*dc到δvdc的转移函数可推导为：
[0054]
[0055] 优选地，在步骤S12中，采用将交换周期120°等分的方法；ndiv是一个自然数，即为：
[0056] 120°/ndiv。
[0057] 优选地，在步骤S13中，在OMPWM中，通过改变vsn来改变inp；OMPWM的NP控制器，平衡* *偏置电压v sn，bal被一个带有限制器的比例增益Knp，v所控制，并且平衡偏置电压vsn，bal加在由OMPWM所确定的偏置电压上：
[0058]
[0059]
[0060] 所述比例增益Knp，v通过考虑NP平衡的表现和电流谐波来设置。
[0061] 优选地，通过对所述低调制指数MI值大小的判断，在AOVPWM和OMPWM之间转换和NP平衡控制，以实现对三电平逆变器非线性的补偿。
[0062] 本发明包括基于载波的PWM技术以及逆变器非线性效应的补偿方法。在所提出的PWM方法中，考虑了中性点电压控制(neutral point voltage control，NPVC)和输出电压线性度的可控性。通过提出的方法来解决非线性补偿的问题，提出NPVC方法可以实现中性点平衡。
[0063] 本发明与现有技术相比有下列显著效果：
[0064] (1)所提出的称为OMPWM和AOVPWM的PWM方法避免了由于脉冲跳跃引起的逆变器非线性。根据MI值的大小，PWM方法在两种提出的方法之间切换。
[0065] (2)脉冲整形和开关器件引起的失真已通过基于反正切函数的补偿功能得以解决。
[0066] (3)NP平衡控制器与所提出的两种PWM方法配合以保持直流母线的电压平衡。
[0067] (4)使用所提出的AOVPWM和OMPWM，偶次谐波以及电流的五次和七次谐波已经显着减少。
[0068] (5)所提出的方案不仅可以扩展到NPC拓扑，还可以扩展到多段和多级拓扑。
附图说明
[0069] 下面结合附图和具体实施方式对本发明进一步详细的说明：
[0070] 图1是本发明实施例三电平逆变器电路图；
[0071] 图2是本发明实施例采用OMPWM计算 的步骤1示意图；
[0072] 图3是本发明实施例采用OMPWM计算 的步骤2示意图；
[0073] 图4是本发明实施例采用OMPWM计算 的步骤3示意图；
[0074] 图5是本发明实施例采用AOVPWM的NP平衡控制器原理示意图；
[0075] 图6是本发明实施例采用OMPWM的NP平衡控制器原理示意图；
[0076] 图7是本发明实施例偏置电压v*sn计算流程示意图。
具体实施方式
[0077] 为让本专利的特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合附图，作详细说明如下：
[0078] 在本实施例中，三电平逆变器电路图如图1所示，由于死区和开关器件的电压降引起的输出电压失真即非线性区问题可以由AOVPWM和OMPWM和反正切函数进行补偿，为了实现三电平T型逆变器非线性区的补偿，首先定义以下关系：
[0079]
[0080] 其中，v*xn为极电压参考值，vxn为实际输出极电压，δvxn为输出电压误差，以上三个变量均为周期平均值；
[0081] δvxn＝δvxn_sw+δvxn_DT
[0082] 其中，δvxn_sw为开关器件产生的电压降，δvxn_DT为死区引起的误差；δvxn_sw，δvxn_DT与v*xn存在相关性；
[0083]
[0084]
[0085] 其中 是a相，b相，c相极电压参考值向量集， 分别为a相、b相、c相的极电压参考值； 为a相，b相，c相的相电压参考值向量集， 分别为a相、
b相、c相的相电压参考值；
[0086] 步骤S1：为使极电压参考值v*xn位于死区外，根据PWM方法，在相电压参考值 上添加偏置电压 以正确合成实际输出极电压vxn；
[0087]
[0088] 在极电压参考值v*xn和相电压参考值 当中，x可以为a相或b相或c相；
[0089] 如图7所示，偏置电压v*sn通过执行以下步骤获得：
[0090] 步骤S11：判断低调制指数MI是否小于0.5，若MI＜0.5则执行步骤S12，若MI≥0.5，则执行步骤S13；
[0091] 步骤S12：采用AOVPWM(交替偏置PWM，alternating offset voltage PWM)方法避免死区，将v*abcs调至载波中间，令 判断 是否大于0：
[0092] 若 则有：
[0093]
[0094] 若 则有：
[0095]
[0096] 如图1所示，vdc_L为下方电容电压，vdc_H为上方电容电压；
[0097] 步骤S13：由于在MI≥0.5的情况下，即使应用AOVPWM，v*abcn还是会位于死区中。在这种情况下，一个或两个v*abcn必须位于上载波区域中，其他的必须位于下载波区域中，这种即为最佳余量PWM(optimal margin)即OMPWM的方法。OWPWM优化了v*abcn与死区之间的电压余量。
[0098] 采用OMPWM(最佳余量PWM，optimal margin PWM)方法避免死区，如图2所示，使负相电压提升至上载波区域：
[0099]
[0100] 其中，vdc为上下电容电压总值， 为相电压参考值， 为增加0.5vdc后的相电压参考值。
[0101] 采用vmarU和vmarL表示上下电压余量，电流极性影响死区，如图3所示，比如若ias＞0且ics＜0时，DZ3有效但DZ2无效这种情况下，vmarU和vmarL可以表示为：
[0102]
[0103]
[0104] 为了避免由于死区的脉冲跳跃，并且确保最大电压余量，令：
[0105] |vmarU|＝|vmarL|
[0106] 如图4所示，将偏置电压 设置为：
[0107]
[0108] 步骤S2：采用反正切函数处理脉冲整形和开关器件的电压降引起的逆变器非线性补偿，其补偿值vxn_comp通过下式计算：
[0109]
[0110] 其中，Katan为经验系数，Vsat为饱和电压；Vdiff指M状态的与H、L状态输出电压误差δvxn的差别。
[0111] 在步骤S12中，为消除偶次谐波和开关器件产生的电压降δvxn_sw的不对称性，即：
[0112]
[0113] v*sn可以以120°在：
[0114]
[0115]
[0116] 两式中交替，即为在极电压参考值到三分之一周期时从上公式变为下公式。
[0117] 在步骤S12中，对AOVPWM的中性点采用如下电流平衡控制方式：
[0118]
[0119] 其中， 为一周期内电流平均值，假定输出功率Pout为恒定值，θbal为平衡角；
[0120] 如图5所示，平衡角θbal的计算方式为：
[0121]
[0122] 其中，速率限制其用于抑制低转速时偏置电压的快速变化，δv*dc为电压误差参考值，通常设置为0，比例增益可设置为：
[0123]
[0124] 其中ωvc是NP控制回路的带宽，Cdc为逆变器中直流电容之和。
[0125] 由δv*dc到δvdc的转移函数可推导为
[0126]
[0127] 在步骤S12中，由于在使用AOVPWM时，v*sn的周期变得更长，δvdc的三次谐波会增多，为了减少三次谐波，采用将交换周期120°等分的方法；ndiv是一个自然数，即为：
[0128] 120°/ndiv
[0129] ndiv越大，三次谐波越少。
[0130] 在步骤S13中，如图6所示，在OMPWM中，通过改变vsn来改变inp；OMPWM的NP控制器，平衡偏置电压v*sn，bal被一个带有限制器的比例增益Knp，v所控制，并且平衡偏置电压v*sn，bal加在由OMPWM所确定的偏置电压上：
[0131]
[0132]
[0133] 其中， 为电压误差参考值，δvdc为电压误差实际值，Knp，v为比例增益。比例增益Knp，v通过考虑NP平衡的表现和电流谐波来设置。
[0134] 通过根据MI值在AOVPWM和OMPWM之间转换和NP平衡控制，可以实现对三电平逆变器非线性的补偿。
[0135] 本专利不局限于上述最佳实施方式，任何人在本专利的启示下都可以得出其它各种形式的三电平T型逆变器非线性区补偿方法，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本专利的涵盖范围。
