本发明公开了一种新型带缓冲电路和耦合电感的全桥全软开关变换器。它包括以下步骤：该变换器的变压器一次侧全桥逆变电路由开关管S1、S2、S3和S4组成。该变换器的变压器二次侧整流电路由二极管D1、D2、D3和D4组成。Q1、Q2、D5和Cclamp组成缓冲电路。Cr是一个谐振电容器(Cclamp远大于Cr)，L1和L2是耦合电感。Llk和Lm分别是变压器的漏磁和励磁电感。假设Co足够大，输出电压vo近似不变。本发明通过缓冲电路的作用，该变换器在轻载条件下可以实现变压器一次侧所有开关管和二次侧整流二极管的软开关。通过耦合电感的作用，实现了缓冲电路所有开关器件的软开关。变压器一次侧所有主开关管采用互补对称控制，解决了占空比丢失和循环电流的问题。
1.一种新型带缓冲电路和耦合电感的全桥全软开关变换器，其特征在于：所述变换器包括了缓冲电路和耦合电感电路，所述变换器的变压器一次侧全桥逆变电路由开关管S1、S2、S3、S4组成，电源Vin的正极连接在S1的漏极，Vin的负极连接在S1的源极，其S1的源极和S2的漏极相连，S3的源极和S4的漏极相连，S1的漏极和S3的漏极相连，S2的源极和S4的源极相连；漏感Llk一端连接在S1的源极另外一端连接在变压器原边的同名端，Lm并联在变压器的原边两端，变压器原边的异名端连接在S4的漏极，变压器副边的同名端连接在D1的阳极，变压器异名端连接在D3的阳极；所述变换器的变压器二次侧整流电路由二极管D1、D2、D3、D4组成，其中D1的阳极和D2的阴极相连，D3的阳极和D4的阴极相连，D1的阴极和D3的阴极相连，D2的阳极和D4的阳极相连；所述变换器的缓冲电路由Q1、Q2、Cclamp、D5组成，然后并联在整流电路后面，能够实现变换器的变压器一次侧开关管的软开关和整流二极管的软开关，耦合电感由L1和L2组成，能够实现缓冲电路的软开关，其中开关管Q1的源极连接在耦合电感L1的异名端，其漏极连接在二极管D1和D3的阴极公共端，电容Cr并接在开关管Q1的两端，电容Cclamp一端连接在Q1漏极，Cclamp另外一端连接在开关管Q2的漏极，Q2的源极连接在D4的阳极，二极管D5阳极连接在开关管Q2的漏极，D5阴极连接在电感L2的异名端，L2的同名端连接在Q1的源极，稳压电容Co并联在负载端，同时Co一端连接在L1的同名端，Co另外一端连接在Q2的源极，保持输出电压的稳定；所述变换器的变压器一次侧开关管的控制策略是最简单的互补对称控制，避免了PSFB的占空比丢失、二极管寄生振荡和循环电流的问题；
模式1[t0～t1]：在此模式下，谐振电容器Cr充电，在t0之前，电能通过开关S1、S4、D1、D4和Q1输送到负载，在t0时，Q1关闭，谐振电容Cr开始充电，并与变压器的漏感Llk和耦合电感L1产生谐振，由于L1>>Llk，电流的谐振频率可近似计算为 二极管D5的电压VD5是由于耦合电感L2作用而产生的负值，直到t1时，Cr充电完成，VD5值为正，二极管D5的电流在其两端的电压变为正后缓慢增加，从而实现了二极管D5的ZCS开启；
模式2[t1～t2]：这是Cclamp充电阶段，此模式与以前的模式类似，区别在于耦合电感L1和L2参与了谐振，电流的谐振频率可以近似地通过 计算，随着电容Cr充电，Q2上的电压VQ2减小，可以用以下公式表示：
在t2时，因为钳位电容Cclamp的电压Vc_clamp等于Vrect，电压VQ2值达到零，从而实现了Q2的ZVS开启；
模式3[t2～t3]：t2触发Q2，在t2之后，流过二极管D1和D4的电流缓慢下降，在t3时，iD1值降为零，变换器的一次电流降为变压器的励磁电流，从而实现了D1和D4的ZCS关断，由于Q2的导通，Cclamp仅在该模式下与变压器的漏感器谐振，此模式中的icclamp可以表示为：模式4[t3～t4]：这是耦合电感续流阶段的电流，在t3之后，电流流过Q2和D5，变压器只有很小的励磁电流流过S1和S4，可以忽略不计，耦合电感的电流在t4达到零，从而实现了S1和S4的ZCS关断和D5的ZCS关断；
模式5[t4～t5]：这是谐振电容Cr和耦合电感L1的谐振阶段，t4之后，谐振电容Cr与耦合电感L1谐振，向耦合电感L1反向充电，因为Cclamp远大于Cr，主串联谐振是由耦合电感L1与Cr产生的，在t5时，电容Cr两端电压值的Vcr达到零，从而实现了Q1的ZVS开通，在t4时，耦合电感L1的电流为零，谐振电容Cr的电压为：模式6[t5～t6]：在t5，开关S1和S4关闭，在t5之后，开关S1、S4和S2、S3与励磁电感Lm发生谐振，励磁电流iLm开始对开关S1和S4的输出电容充电，并对开关S2和S3的输出电容放电，开关S2和S3之间的电压降至零，由于iLm流经S2和S3的体二极管，因此可以达到开关S2和S3的ZVS开启的条件，同时，iLo流过Q1的体二极管，直到t6，变压器一次侧开关寄生电容充放电完毕，开关S2、S3、Q1同时通电；
忽略开关Q1的体二极管电压，耦合电感L1和L2的电压可表示为：
耦合电感的斜率在反方向上减少为：k＝(vrect-vo)/L1，
模式7[t6～t7]：此模式为Cclamp给负载充电的阶段，由于电容Cclamp的电压值大于整流器输出电压Vrect，因此电能不能立即传输到负载，直到t7，当Cclamp的电压值等于Vrect时，电能才可以传输到负载；
模式8[t7～t8]：在t7，电源通过二极管D2和D3传输到负载，由于Cclamp的放电阶段，可以实现D2、D3的ZCS开通和Q2的ZVS关断，t8时，Cclamp放电完毕，一次电流ipri增加到与输出电感电流iL1相同，此时Q2关闭；
模式8之后，另一半开关周期开始，电路工作方式与前一半开关周期相同。
一种新型带缓冲电路和耦合电感的全桥全软开关变换器
技术领域
[0001] 本发明涉及到电力电子变换器技术，特别是涉及到一些软开关变换器领域。
背景技术
[0002] 高功率密度高效率开关变换器是高频开关变换器的研究热点之一。提高变换器功率密度的有效途径是提高变换器的开关频率。随着开关频率的增加，传统的硬开关PWM变换器的开关损耗急剧增加，导致变换器效率降低，限制了功率密度的进一步提高。变换器软开关技术可以实现开关管的零电压开关(ZVS)或零电流开关(ZCS)，以降低开关损耗，提高变换器的效率和功率密度，因此越来越受到重视。
[0003] 移相全桥(PSFB)变换器是一种实现变压器一次侧开关管零电压开关的变换器，被研究者广泛应用。然而，传统的PSFB变换器存在一系列问题，如整流二极管寄生振荡和反向恢复问题、占空比丢失和循环电流损耗问题。同时，门极信号的不对称控制方法可能导致变压器的直流偏磁现象，导致变压器的附加损耗和利用率低，从而导致变压器铁心饱和的问题。
[0004] 为了解决传统PSFB变换器存在的问题，近年来研究者对其进行了深入的研究，并提出了许多改进方案。为了解决占空比丢失的问题，在变压器的一次侧连接了一系列饱和电感，饱和电感的电感随电流的大小变化而变化，由于饱和电感的这一特性，可以有效地降低占空比丢失的情况。但饱和电感工作在双向磁化状态，损耗较大。将全桥电路和LLC谐振电路通过滞后桥臂相结合，拓宽了传统PSFB变换器的软开关范围，但传统PSFB变换器的其他问题仍未得到解决。在二次侧整流器引入两个有源开关，解决了反向恢复问题，实现了变压器一次侧所有开关管的零电压开关，但在轻载时，零电压范围有限，循环电流大。在变压器的一次侧增加二极管钳位电路，降低了二次侧整流二极管电压尖峰的严重性，并增加了附加电感和不对称脉宽调制(APWM)策略，以降低开关器件的损耗。但是，变换器增加了三个额外的电感器，增加电路的成本、尺寸和重量。此外，控制策略变得更加复杂。
发明内容
[0005] 本发明针对上面存在的问题，为了简化复杂的控制方法，降低成本、重量和体积，本文提出了一种新型带缓冲电路和耦合电感的全桥全软开关变换器。
[0006] 本发明解决上述技术问题的方案是：
[0007] 所述变换器的变压器一次侧全桥逆变电路由开关管S1、S2、S3、S4组成，所述变换器的变压器二次侧整流电路由二极管D1、D2、D3、D4组成，所述缓冲电路由Q1、Q2、Cclamp、D5组成，然后并联在整流电路后面，是实现电路软开关的关键部分。开关管Q1的源极连接在耦合电感L1和L2的公共端，其漏极连接在二极管D1和D3的阴极，电容Cr并联在开关管Q1两端，电容Cclamp和Q2串联然后再并联在二极管D3和D4两端，其中电容Cclamp另外一端连接在二极管D3的阴极，Q2另一端连接在D4的阳极。二极管阳极连接在电容Cclamp和Q2的公共端，其阴极连接在电感L2另一端。稳压电容Co并联在负载端，实现输出电压的稳定。
[0008] 本发明的技术效果在于：通过在变压器二次侧增加缓冲电路和耦合电感，可以实现变换器的变压器所有开关管和二次侧整流电路以及缓冲电路的软开关。变压器一次侧开关管的控制策略是最简单的互补对称控制，避免了PSFB的占空比丢失、二极管寄生振荡和循环电流的问题。
附图说明
[0009] 图1为本发明提供的一种新型带缓冲电路和耦合电感的全桥全软开关变换器的电路连接示意图。
[0010] 图2为本发明提供给图1的主要工作波形示意图。
[0011] 图3为本发明在工作模式1的等效电路图。
[0012] 图4为本发明在工作模式2的等效电路图。
[0013] 图5为本发明在工作模式3的等效电路图。
[0014] 图6为本发明在工作模式4的等效电路图。
[0015] 图7为本发明在工作模式5的等效电路图。
[0016] 图8为本发明在工作模式6的等效电路图。
[0017] 图9为本发明在工作模式7的等效电路图。
[0018] 图10为本发明在工作模式8的等效电路图。
具体实施方式
[0019] 为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作进一步地详细描述。
[0020] 提出了一种新型带缓冲电路和耦合电感的全桥全软开关变换器，该变换器具有缓冲电路和耦合电感，如图1所示。该变换器变压器一次侧开关管由S1、S2、S3和S4组成。该变换器的整流电路由二极管D1、D2、D3和D4组成。变换器的缓冲电路由Q1、Q2、D5和Cclamp组成。Cr是一个谐振电容器(Cclamp远大于Cr)。L1和L2是耦合电感。Llk和Lm分别是变压器的漏磁和励磁电感。假设Co足够大，输出电压vo近似不变。变换器电压和电流的参考方向如图1所示。
变换器的每种模式将详细分析如下。在运行模式分析中，有8种模式，图3～图10中所述变换器的工作原理可以通过图2中的关键波形来解释。
[0021] 模式1[t0～t1](如图3所示)：在此模式下，谐振电容器Cr充电。在t0之前，电能通过开关S1、S4、D1、D4和Q1输送到负载。在t0时，Q1关闭，谐振电容Cr开始充电，并与变压器的漏感Llk和耦合电感L1产生谐振。由于L1>>Llk，电流的谐振频率可近似计算为 二极管D5的电压VD5是由于耦合电感L2作用而产生的负值。直到t1时，Cr充电完成，VD5值为正。二极管D5的电流在其两端的电压变为正后缓慢增加，从而实现了二极管D5的ZCS开启。
[0022]
[0023] 模式2[t1～t2](如图4所示)：这是Cclamp充电阶段。此模式与以前的模式类似。区别在于耦合电感L1和L2参与了谐振。电流的谐振频率可以近似地通过 计算，随着电容Cr充电，Q2上的电压VQ2减小，可以用以下公式表示：
[0024]
[0025] 其中 是耦合电感的互感。
[0026] 在t2时，因为钳位电容Cclamp的电压Vc_clamp等于Vrect，电压VQ2值达到零，从而实现了Q2的ZVS开启。
[0027] 模式3[t2～t3](如图5所示)：t2触发Q2。在t2之后，流过二极管D1和D4的电流缓慢下降。在t3时，iD1值降为零，变换器的一次电流降为变压器的励磁电流，从而实现了D1和D4的ZCS关断。由于Q2的导通，Cclamp仅在该模式下与变压器的漏感器谐振。此模式中的ic_clamp可以表示为：
[0028]
[0029] 模式4[t3～t4](如图6所示)：这是耦合电感续流阶段的电流。在t3之后，电流流过Q2和D5。变压器只有很小的励磁电流流过S1和S4，可以忽略不计。耦合电感的电流在t4达到零，从而实现了S1和S4的ZCS关断和D5的ZCS关断。
[0030] 模式5[t4～t5](如图7所示)：这是谐振电容Cr和耦合电感L1的谐振阶段。t4之后，谐振电容Cr与耦合电感L1谐振，向耦合电感L1反向充电。因为Cclamp远大于Cr，主串联谐振是由耦合电感L1与Cr产生的。在t5时，电容Cr两端电压值的Vcr达到零，从而实现了Q1的ZVS开通。在t4时，耦合电感L1的电流为零，谐振电容Cr的电压为：
[0031]
[0032] 模式6[t5～t6](如图8所示)：在t5，开关S1和S4关闭。在t5之后，开关S1、S4和S2、S3与励磁电感Lm发生谐振，励磁电流iLm开始对开关S1和S4的输出电容充电，并对开关S2和S3的输出电容放电，开关S2和S3之间的电压降至零。由于iLm流经S2和S3的体二极管，因此可以达到开关S2和S3的ZVS开启的条件。同时，iLo流过Q1的体二极管。直到t6，变压器一次侧开关寄生电容充放电完毕，开关S2、S3、Q1同时通电。
[0033] 忽略开关Q1的体二极管电压，耦合电感L1和L2的电压可表示为：
[0034]
[0035] 耦合电感的斜率在反方向上减少为：k＝(vrect-vo)/L1。
[0036] 模式7[t6～t7](如图9所示)：此模式为Cclamp给负载充电的阶段。由于电容Cclamp的电压值大于整流器输出电压Vrect，因此电能不能立即传输到负载。直到t7，当Cclamp的电压值等于Vrect时，电能才可以传输到负载。
[0037] 模式8[t7～t8](如图10所示)：在t7，电源通过二极管D2和D3传输到负载。由于Cclamp的放电阶段，可以实现D2、D3的ZCS开通和Q2的ZVS关断。t8时，Cclamp放电完毕，一次电流ipri增加到与输出电感电流iL1相同，此时Q2关闭。
[0038] 模式8之后，另一半开关周期开始，电路工作方式与前一半开关周期相同。
