LED照明Cuk-LLC三端口电路及其模糊预测方法

摘要

本发明涉及一种LED照明Cuk‑LLC三端口电路及其模糊预测方法。包括一光伏发电电源V1、一输入直流电源V2、一电感L1、一电感L2、一谐振电感Lr、一功率MOS管S1、一功率MOS管S2、一中间电容CB、一谐振电容Cr、一输出电容C0、变压器T（包含原边绕组、副边绕组）、一功率二极管D1、一功率二极管D2、一功率二极管D3、一功率二极管D4、一LED负载V0。本发明通过组合双向Cuk电路与半桥LLC谐振电路，实现软开关三端口变换电路和电池储能管理。同时，通过采样电池电压和电源电压信号，采用模糊预测算法预估变换器占空比增量以提高电路的动态响应性能和控制精度。

权利要求

1.一种LED照明Cuk-LLC三端口电路，包括一光伏发电电源V1，其特征在于，所述光伏发电电源V1的正端连接一输入直流电源V2的正端、一电感L1的一端；所述电感L1的另一端连接一功率MOS开关管S1的漏极、一中间电容CB的一端；所述功率MOS开关管S1的源极连接所述光伏发电电源V1的负端、一功率MOS开关管S2的漏极、一谐振电容Cr的一端；所述功率MOS开关管S2的源极连接所述中间电容CB的另一端、一变压器T的原边绕组异名端、一电感L2的一端；

所述电感L2的另一端连接所述输入直流电源V2的负端；所述谐振电容Cr的另一端连接一谐振电感Lr的一端；所述谐振电感Lr的另一端连接所述变压器T的原边绕组同名端；所述变压器T的副边绕组同名端连接一功率二极管D1的阳极、一功率二极管D2的阴极；所述功率二极管D1的阴极连接一功率二极管D3的阴极、一输出电容C0的正端、LED负载V0的一端；所述变压器T的副边绕组异名端连接所述功率二极管D3的阳极、一功率二极管D4的阴极；所述功率二极管D4的阳极连接所述功率二极管D2的阳极、所述输出电容C0的负端、所述LED负载V0的另一端。

2.根据权利要求1所述的LED照明Cuk-LLC三端口电路，其特征在于，所述电感L1、电感L2、功率MOS开关管S1、功率MOS开关管S2、中间电容CB构成双向Cuk电路；所述功率MOS开关管S1、功率MOS开关管S2、谐振电容Cr、谐振电感Lr、变压器T、功率二极管D1、功率二极管D2、功率二极管D3、功率二极管D4、输出电容C0、LED负载V0构成半桥LLC电路。

3.根据权利要求1所述的LED照明Cuk-LLC三端口电路，其特征在于，所述功率二极管D1、功率二极管D2、功率二极管D3、功率二极管D4为整流二极管。

4.根据权利要求1所述的LED照明Cuk-LLC三端口电路，其特征在于，所述谐振电容Cr、中间电容CB为高频电容；所述输出电容C0为电解电容。

5.根据权利要求2所述的LED照明Cuk-LLC三端口电路，其特征在于，所述双向Cuk电路为升压型双向Cuk电路，即：V2＞V1；将光伏发电电源V1，输入直流电源V2位置互换，电路进行等效变换后，可将该双向Cuk电路转化为降压型双向Cuk电路，即：V1＞V2。

6.一种基于权利要求1所述的LED照明Cuk-LLC三端口电路的模糊预测方法，其特征在于，通过对光伏发电电源V1的电压uV1、输入直流电源V2的电压uV2进行采样，根据模糊预测算法得到输入误差与占空比增量Δd对应关系曲线，通过实时检测电池电压与电源电压按照输入误差与占空比增量Δd对应关系曲线输出占空比增量Δd。

说明书

LED照明Cuk-LLC三端口电路及其模糊预测方法

技术领域

[0001] 本发明涉及一种LED照明Cuk-LLC三端口电路及其模糊预测方法，应用于多种能源输入的分布式供电系统中，更具体地说是通过组合双向Cuk电路与半桥LLC谐振电路实现软开关三端口变换电路和电池储能管理，采用模糊预测方式对电池充放电进行控制，通过检测输入直流电源电压和光伏发电电源电压，采用模糊预测方法预估输出占空比增量Δd，实现优良的电池管理特性。

背景技术

[0002] 目前，多能源发电催生多端口变换器的广泛应用。多端口变换器可以实现多种能源输入，将分布式能源及其必要的储能设备结合，实现发电、储能、用电过程的综合控制和统一管理，实现不同端口之间的能量传递。现今诸多种类的多端口变换器被提出，例如基于正激和反激变换器的多输入变换器，但该电路输入电流不连续，较难在大功率的电路中应用；以及使用电压源型全桥或半桥构成多输入变换器拓扑，通过控制变压器两边方波的相位差来控制能流的方向，以达到供电或储能的目的，这类变换器在某些负载情况下可以以软开关的形式运行，达到较高效率，但是系统硬件外设过于复杂。现有电池充放电控制技术方面，比较成熟的有恒压与恒流控制，但两种方式都需要精确的数学模型，且存在动态响应慢和控制精度不足的局限。

发明内容

[0003] 本发明的目的在于提供一种LED照明Cuk-LLC三端口电路及其模糊预测方法，以三端口为例，提出一种双输入直流变换器，即一种LED照明Cuk-LLC三端口电路，该变换器将双向Cuk的输入与输出端（即光伏和电池端）作为双输入端口，通过连接半桥LLC谐振电路，实现双输入电池管理和恒流LED照明驱动。相较于两个单输入DC/DC变换器和全桥或半桥构成的多输入变换器拓扑，本发明只需要一套控制策略，同时简化了系统结构，减小了半导体功率器件的数目，成本更低，可靠性高。采用模糊预测算法进行电池管理控制，相较于其他控制方法，模糊控制不需要精确的数学模型，且动态响应性能比传统恒流方式适用性更好。

[0004] 为实现上述目的，本发明的技术方案是：一种LED照明Cuk-LLC三端口电路，包括一光伏发电电源V1，所述光伏发电电源V1的正端连接一输入直流电源V2的正端、一电感L1的一端；所述电感L1的另一端连接一功率MOS开关管S1的漏极、一中间电容CB的一端；所述功率MOS开关管S1的源极连接所述光伏发电电源V1的负端、一功率MOS开关管S2的漏极、一谐振电容Cr的一端；所述功率MOS开关管S2的源极连接所述中间电容CB的另一端、一变压器T的原边绕组异名端、一电感L2的一端；所述电感L2的另一端连接所述输入直流电源V2的负端；所述谐振电容Cr的另一端连接一谐振电感Lr的一端；所述谐振电感Lr的另一端连接所述变压器T的原边绕组同名端；所述变压器T的副边绕组同名端连接一功率二极管D1的阳极、一功率二极管D2的阴极；所述功率二极管D1的阴极连接一功率二极管D3的阴极、一输出电容C0的正端、LED负载V0的一端；所述变压器T的副边绕组异名端连接所述功率二极管D3的阳极、一功率二极管D4的阴极；所述功率二极管D4的阳极连接所述功率二极管D2的阳极、所述输出电容C0的负端、所述LED负载V0的另一端。

[0005] 在本发明一实施例中，所述电感L1、电感L2、功率MOS开关管S1、功率MOS开关管S2、中间电容CB构成双向Cuk电路；所述功率MOS开关管S1、功率MOS开关管S2、谐振电容Cr、谐振电感Lr、变压器T、功率二极管D1、功率二极管D2、功率二极管D3、功率二极管D4、输出电容C0、LED负载V0构成半桥LLC电路。

[0006] 在本发明一实施例中，所述功率二极管D1、功率二极管D2、功率二极管D3、功率二极管D4为整流二极管。

[0007] 在本发明一实施例中，所述谐振电容Cr、中间电容CB为高频电容；所述输出电容C0为电解电容。

[0008] 在本发明一实施例中，所述双向Cuk电路为升压型双向Cuk电路，即：V2＞V1；将光伏发电电源V1，输入直流电源V2位置互换，电路进行等效变换后，可将该双向Cuk电路转化为降压型双向Cuk电路，即：V1＞V2。

[0009] 本发明还提供了一种基于上述所述的LED照明Cuk-LLC三端口电路的模糊预测方法，通过对光伏发电电源V1的电压uV1、电池电源侧V2的电压uV2进行采样，根据模糊预测算法得到输入误差与占空比增量Δd对应关系曲线，通过实时检测电池电压与电源电压按照输入误差与占空比增量Δd对应关系曲线输出占空比增量Δd。

[0010] 相较于现有技术，本发明具有以下有益效果：

[0011] 1、本发明组合了升压Cuk与降压Cuk电路构成双向变换电路，并连接LLC电路，实现发电、储能、用电过程的综合管理。相较于两个单输入DC/DC变换器和全桥或半桥构成的多输入软开关变换器拓扑，本发明只需要一套控制策略，同时简化了系统结构，成本更低，可靠性高；

[0012] 2、针对电池管理应用，本发明采用模糊预测算法进行占空比增量预估，提高了电路的动态响应性能与控制精度。

附图说明

[0013] 图1为本发明的一种LED照明Cuk-LLC三端口电路及模糊预测原理图。

[0014] 图2为本发明实施例的一种LED照明Cuk-LLC三端口电路工作阶段等效电路图一。

[0015] 图3为本发明实施例的一种LED照明Cuk-LLC三端口电路工作阶段等效电路图二。

[0016] 图4为本发明实施例的一种LED照明Cuk-LLC三端口电路工作阶段等效电路图三。

[0017] 图5为本发明实施例的一种LED照明Cuk-LLC三端口电路工作阶段等效电路图四。

[0018] 图6为本发明实施例的一种LED照明Cuk-LLC三端口电路工作阶段等效电路图五。

[0019] 图7为本发明实施例的一种LED照明Cuk-LLC三端口电路工作阶段等效电路图六。

[0020] 图8为本发明实施例的模糊预测方法原理图。

具体实施方式

[0021] 下面结合附图，对本发明的技术方案进行具体说明。

[0022] 本发明提供了一种LED照明Cuk-LLC三端口电路，包括一光伏发电电源V1，所述光伏发电电源V1的正端连接一输入直流电源V2的正端、一电感L1的一端；所述电感L1的另一端连接一功率MOS开关管S1的漏极、一中间电容CB的一端；所述功率MOS开关管S1的源极连接所述光伏发电电源V1的负端、一功率MOS开关管S2的漏极、一谐振电容Cr的一端；所述功率MOS开关管S2的源极连接所述中间电容CB的另一端、一变压器T的原边绕组异名端、一电感L2的一端；所述电感L2的另一端连接所述输入直流电源V2的负端；所述谐振电容Cr的另一端连接一谐振电感Lr的一端；所述谐振电感Lr的另一端连接所述变压器T的原边绕组同名端；所述变压器T的副边绕组同名端连接一功率二极管D1的阳极、一功率二极管D2的阴极；所述功率二极管D1的阴极连接一功率二极管D3的阴极、一输出电容C0的正端、LED负载V0的一端；所述变压器T的副边绕组异名端连接所述功率二极管D3的阳极、一功率二极管D4的阴极；所述功率二极管D4的阳极连接所述功率二极管D2的阳极、所述输出电容C0的负端、所述LED负载V0的另一端。所述电感L1、电感L2、功率MOS开关管S1、功率MOS开关管S2、中间电容CB构成双向Cuk电路；所述功率MOS开关管S1、功率MOS开关管S2、谐振电容Cr、谐振电感Lr、变压器T、功率二极管D1、功率二极管D2、功率二极管D3、功率二极管D4、输出电容C0、LED负载V0构成半桥LLC电路。所述功率二极管D1、功率二极管D2、功率二极管D3、功率二极管D4为整流二极管。所述谐振电容Cr、中间电容CB为高频电容；所述输出电容C0为电解电容。

[0023] 本发明还提供了一种基于上述所述的LED照明Cuk-LLC三端口电路的模糊预测方法，通过对光伏发电电源V1的电压uV1、电池电源V2的电压uV2进行采样，根据模糊预测算法得到输入误差与占空比增量Δd对应关系曲线，通过实时检测电池电压与电源电压按照输入误差与占空比增量Δd对应关系曲线输出占空比增量Δd。

[0024] 以下叙述本发明的一实施例：

[0025] 本发明组合了升压Cuk与降压Cuk电路构成双向变换电路，其输入端与输出端构成双输入结构，并与半桥LLC谐振电路相连形成一种多端口驱动电路，只需要一套控制策略，可提高电路的可靠性，降低成本。下面结合图1中的具体实例具体说明本发明的一种LED照明Cuk-LLC三端口电路在光伏模式下的具体电路工作模态。设计双向Cuk工作在CCM模式， V1为光伏发电电源， LLC电路工作在fr1

[0026] 参照图2，在功率MOS开关管S1导通时，光伏发电电源V1通过功率MOS开关管S1对电感L1进行充电，同时中间电容CB通过功率MOS开关管S1给电感L2充电，并给LLC的谐振回路供电。此阶段，谐振电流大于励磁电流，副边二极管D1、D2导通。变压器原边绕组两端电压被钳位在nV0，励磁电流线性上升，此时谐振过程仅发生在谐振电容Cr、谐振电感Lr之间。

[0027] 参照图3，在功率MOS开关管S1导通时，光伏发电电源V1通过功率MOS开关管S1对电感L1进行充电，同时中间电容CB通过功率MOS开关管S1给电感L2充电。此阶段，谐振电流与励磁电流相等，副边整流二极管D1、D2、D3、D4均零电流关断。变压器原边绕组不再被输出电压钳位，Lm也参与到谐振当中。由于励磁电感很大，所以此阶段谐振周期很大，谐振电流在此阶段与励磁电流保持一致。

[0028] 参照图4，开关管S1、S2关断，进入死区时间。此阶段，中间电容CB继续放电，流过谐振电容Cr与谐振电感Lr的谐振电流仍为正，谐振电流对功率MOS开关管S1的结电容充电，对功率MOS开关管S2的结电容放电，MOS管S2的结电容放电完毕后，MOS管S2的寄生二极管导通续流，为S2的零电压开通创造了条件。此时因变压器原边侧电压呈现上负下正的现象，整流二极管D2、D3导通。变压器原边绕组两端电压被钳位至-nV0，励磁电感Lm不参与谐振，励磁电流线性下降。

[0029] 参照图5，在功率MOS开关管S2导通时，光伏发电电源V1与电感L1通过功率MOS开关管S2对中间电容CB充电。此阶段，谐振电流反向，谐振电流小于励磁电流，副边二极管D2、D3处于导通状态，变压器原边绕组仍被钳位至-nV0，励磁电感Lm不参与谐振，励磁电流线性下降。

[0030] 参照图6，在功率MOS开关管S2导通时，光伏发电电源V1与电感L1通过功率MOS开关管S2对中间电容CB充电。此阶段，谐振电流与励磁电流相等，副边整流二极管D1、D2、D3、D4均零电流关断。变压器原边绕组不再被输出电压钳位，Lm也参与到谐振当中。同时谐振电流被恒流放电。

[0031] 参照图7，开关管S1、S2关断，进入死区时间。此阶段流过谐振电容Cr与谐振电感Lr的谐振电流仍为负，谐振电流对功率MOS开关管S1的结电容放电，对功率MOS开关管S2的结电容充电，MOS管S1的结电容放电完毕后，MOS管S1的寄生二极管导通续流，为S1的零电压开通创造了条件。此时因变压器原边侧电压呈现上正下负的现象，整流二极管D1、D4导通。变压器原边绕组两端电压被钳位至nV0，励磁电感Lm不参与谐振，励磁电流线性上升。

[0032] 参照图8，通过对光伏发电电源V1的电压uV1、电池电源V2的电压uV2进行采样，根据模糊预测算法得到输入误差与占空比增量Δd对应关系曲线，通过实时检测电池电压与电源电压按照此关系曲线输出占空比增量Δd，再通过积分器产生对应占空比的控制变量，送至PWM调制模块产生对应驱动信号，控制电池充放电管理。

[0033] 以上是本发明的较佳实施例，凡依本发明技术方案所作的改变，所产生的功能作用未超出本发明技术方案的范围时，均属于本发明的保护范围。