一种变流系统及其应用

摘要

本发明的主要应用领域是电力电子系统，公开了一系列有关把市电变为某种所需要的直流电压的技术。主要包括一种新型的功率因数校正技术，一种利用“定时采样”技术来动态实时跟踪监测系统自身固有谐振频率的方法，一种动态实时调整或稳定电磁振荡系统输出电压或功率的技术，一种新型的同步整流技术，以及这些技术的两个应用。

权利要求

1.一种变流系统，包括：

一个DC‑AC变换部分和一个AC‑DC变换部分；

其中：

该DC‑AC变换部分包括一个开关模式DC‑AC变换器，一个共振槽和一个控制器；

共振槽由相互串并联在一起的若干个电容和电感组成；

该AC‑DC变换部分负责将共振槽中的交变电压电流通过整流变为直流；该控制器包括一个定时采样模块，一个电压转换模块，一个比例积分控制器和一个压控振荡器，其特征在于：

定时采样模块的功能是在开关模式DC‑AC变换器中开关的动作时刻，对共振槽中的谐振电压或电流进行采样；

如果采样值为零，就说明此时系统工作于谐振和软开关状态，即此时系统的驱动频率与系统自身所固有的谐振频率一致或相等；

反之，如果采样值不为零，就说明此时系统工作于非谐振和非软开关状态，即此时系统的驱动频率与系统自身所固有的谐振频率不一致或不相等；

电压转换模块的功能是把数字信号形式的采样值转化为一个电压信号的形式；

当采样值为零时，来自电压转换模块的电压信号与后面比例积分控制器的参考电压信号相等，此时比例积分控制器的输出电压保持恒定不变；

当采样值不为零时，来自电压转换模块的电压信号与后面比例积分控制器的参考电压信号不相等，从而使得比例积分控制器的输出电压持续不断变化，直到来自电压转换模块的电压信号与后面比例积分控制器的参考电压信号相等为止；

来自比例积分控制器的不断变化的电压使得后面压控振荡器的输出频率不断变化；

来自压控振荡器的不断变化的输出频率，用于系统的驱动频率，使系统的驱动频率也随之不断变化，直到与系统自身所固有的谐振频率一致或相等为止；

此时系统处于谐振和软开关状态，采样值变为零，来自电压转换模块的输出电压变为与后面比例积分控制器的参考电压相等，比例积分控制器的输出电压以及后面压控振荡器的输出频率，停止变化，保持恒定不变，直到系统自身的固有谐振频率发生变化，再一次偏离系统的驱动频率为止；

来自比例积分控制器的输出电压，也可以不是用来控制压控振荡器的输出频率，而是用来调整控制压控软开关可变电容的大小，并以该压控软开关可变电容的变化来补偿系统自身固有谐振频率的变化，使得系统自身的固有谐振频率等于系统的驱动频率；

上述三个模块的功能，即定时采样，电压转换，比例积分控制，既可以以模拟电路的形式实现，也可以在一个单片机内以软件的形式来实现。

2.如权利要求1中的一种变流系统，其中的AC‑DC变换部分更包括：一个由四个电力电子开关S1，S2，S3，S4所组成的整流桥，两个电感L1，L2以及两个电流检测模块，即模块1和模块2；

其特征在于：

S1和S4同时导通或关断，与后面的电感L1串联，组成支路1；

S2和S3同时导通或关断，与后面的电感L2串联，组成支路2；

通过检测电路中电流的大小来控制系统中相应开关的导通和关断；

模块1检测支路1中的电流，并在该电流不为零时控制S1和S4导通，在该电流为零时控制S1和S4关断；

模块2检测支路2中的电流，并在该电流不为零时控制S2和S3导通，在该电流为零时控制S2和S3关断；

系统的整体工作原理是，当系统交流输入电压的幅值高于系统的直流输出电压时，相应支路上电力电子开关的体二极管会首先短时间暂时导通，使得相应支路上的电流开始上升，这时，相应支路上的电流检测模块检测到该支路上的电流不为零后，就会输出一个高电平控制相应支路上的电力电子开关导通来代替已经先期导通的体二极管，使得电路的电流主要是流过电力电子开关而不是其体二极管，从而使系统的功耗降低；

当相应支路上的电流降为零时，该支路上的电流检测模块就会输出一个低电平，控制相应支路上的电力电子开关关断，防止电流反向流动；

在两个支路中分别用两个不同的电感L1和L2进行滤波，而不是用一个电感对两个支路统一地进行滤波是因为如果两个支路共用一个滤波电感，那么当一个支路上的电流降为零并且相应支路上的开关器件关断时，有可能会在另一个支路上感应出一个电流毛刺，这样当另一个支路上的电流检测模块检测到这个电流毛刺时，就会输出一个短矩形脉冲，控制相应支路上的开关器件误导通，造成系统的误动作；通过在两个不同的支路上分别使用两个不同的电感进行滤波，就可以有效地避免上述现象的产生；

通过电流而不是电压检测来控制系统中开关的导通和关断，好处是可以避免电压检测方法所存在的下述弊端：

首先，如果整流桥的输出端与系统的输出电压之间没有滤波电感，则整流桥中相应开关管的导通期间，系统交流输入电压的幅值与系统直流输出电压的幅值近似相等，这时负责比较这两个电压的电压比较器就会产生振荡，从而造成系统运行不稳；

其次，如果整流桥的输出端与系统的输出电压之间有滤波电感，则当整流桥中相应的开关在电压检测结果的控制下关断时，滤波电感中的电流实际上不会为零，这就会造成该电流流过系统开关中的体二极管，使系统的功耗增大，效率降低；而直接对系统中的电流进行检测，则不存在任何上述问题。

3.如权利要求1中的一种变流系统，其中的DC‑AC变换部分用来实现一种谐振式电机，其特征在于：

给电机中的线圈添加电容，由所添加的电容与电机中的线圈组成共振槽；

用开关模式的DC‑AC谐振式变换器来对这些共振槽进行驱动；

用控制器找到系统自身固有的谐振频率；

以所找到的系统自身所固有的谐振频率来对系统进行驱动，实现系统的谐振和软开关；

通过以适当的具有一定相位差的方波信号来对不同的谐振变换器进行驱动，就可以在电机中产生旋转磁场；

通过动态地往电机的线圈中接入不同数量和容值的电容，就可以实时地改变共振槽以及整个系统的自身固有谐振频率；

通过对电机自身固有谐振频率，也就是说对电机的工作或驱动频率进行调整和改变，同时再配合以改变开关模式DC‑AC谐振变换器的输入电压，就可以对电机线圈中的电流，以及整个电机的转速和扭矩进行调整和控制。

说明书

一种变流系统及其应用

技术领域

[0001] 该发明的主要应用领域是电力电子系统，是一系列有关把市电变为某种所需要的直流电压的技术。主要包括一种新型的功率因数校正技术，一种利用“定时采样”技术来动
态实时跟踪监测系统自身固有谐振频率的方法，一种动态实时调整或稳定电磁振荡系统输
出电压或功率的技术，一种新型的同步整流技术，以及这些技术的两个应用，即一种新式的
由谐振变换器驱动的电机以及一种新型的谐振式开关电源。电力电子系统中，凡是有电磁
振荡的地方，比如说无线电能传输，开关电源，DC‑DC变换，电机，电磁感应加热，高压直流输
电，相关仪器仪表等等，都具有应用这些技术的潜力。利用这些技术，可以使系统的驱动频
率与系统自身所固有的谐振频率始终保持一致或相等，从而使系统始终工作于“方波驱动，
软开关及谐振”状态下。这可以使系统的能量传输能力和效率得到极大地提高，并使系统的
电磁污染极大地降低。总之，这些技术为设计体积小，重量轻，效率高，成本低，始终工作于
“谐振及软开关”状态下的电力电子系统，奠定了坚实的基础。

背景技术

[0002] “自身固有谐振频率”是无线电能传输，以及任何具有电磁振荡环节的电力电子系统的最重要的参数之一。该参数在整个系统中起着某种决定性作用。因为该参数对整个系
统所有其它一切最重要的方面，比如说谐振，软开关，能量传输能力，效率，电磁污染等等，
都有着直接的影响。所以，从某种角度来说，对于一个振荡系统，可以说“频率是个纲，纲举
目张”。这里的这个“频率”，指的就是系统自身所固有的“谐振频率”。找到系统自身所固有
的这个谐振频率，使系统的驱动频率与系统自身所固有的这个谐振频率相等或一致，至关
重要。因为当驱动频率与系统自身所固有的谐振频率一致时，系统就会工作于“谐振和软开
关”状态，此时系统的能量传输能力和效率最高，电磁污染最低。然而，虽然与单摆一样，电
磁振荡系统也有一个自身所固有的谐振或共振频率，但与单摆不同的是，电磁振荡系统自
身所固有的这个谐振或共振频率不是固定不变，而是随着系统许多参数的变化而变化的。
比如说系统原副边的耦合系数，负载，各种电路参数，甚至系统工作温度的变化，都会对系
统自身所固有的这个谐振频率造成影响。所以，一个能够动态，实时，快速，精确跟踪系统自
身固有谐振频率变化的技术非常重要。本发明中的一系列技术都是建立在“系统自身所固
有的谐振频率”以及使系统的驱动频率与系统自身所固有的这一“谐振频率”一致这一概念
基础上的。这些技术的具体细节在“发明内容及具体实施方式”部分，分以下六个部分，进行
了详细的描述：

[0003] 1)一种新型的功率因数校正技术；

[0004] 2)一种利用“定时采样”技术来动态实时跟踪监测系统自身固有谐振频率的方法；

[0005] 3)一种动态实时调整或稳定电磁振荡系统输出电压或功率的技术；

[0006] 4)一种新型的同步整流技术；

[0007] 5)一种新式的由谐振变换器驱动的电机；

[0008] 6)一种新型的谐振式开关电源。

附图说明

[0009] 图1表示本发明变流系统的整体结构框图。

[0010] 图2表示本发明功率因数校正部分的一般电路原理图。

[0011] 图3表示功率因数校正部分电路关键信号的波形图。

[0012] 图4表示在变频系统中利用定时采样技术来动态实时跟踪监测系统自身固有谐振频率的方法的一般电路原理图。

[0013] 图5表示在定频系统中利用定时采样技术来动态实时跟踪监测系统自身固有谐振频率的方法的一般电路原理图。

[0014] 图6表示一种以并联谐振的方式来动态实时调整或稳定电磁振荡系统输出电压或功率的技术的一般电路原理图。

[0015] 图7表示一种以串联谐振的方式来动态实时调整或稳定电磁振荡系统输出电压或功率的技术的一般电路原理图。

[0016] 图8表示一种新型的同步整流技术的一般电路原理图。

[0017] 图9表示新型同步整流技术几个关键信号的波形图。

[0018] 图10表示一种新型的由谐振变换器驱动的电机的一般电路原理图。

[0019] 图11表示一种新型的谐振式开关电源的一般电路原理图。

[0020] 图12表示一种新型的谐振式开关电源的另一种实现方法的一般电路原理图。

[0021] 发明内容及具体实施方式

[0022] 本节内容由以下六个部分组成：

[0023] 1)一种新型的功率因数校正技术；

[0024] 2)一种利用“定时采样”技术来动态实时跟踪监测系统自身固有谐振频率的方法；

[0025] 3)一种动态实时调整或稳定电磁振荡系统输出电压或功率的技术；

[0026] 4)一种新型的同步整流技术；

[0027] 5)一种新式的由谐振变换器驱动的电机；

[0028] 6)一种新型的谐振式开关电源。

[0029] 1.一种新型的功率因数校正技术

[0030] 图1为本发明的代表图，表示一个输入为市电，输出为某一所需要的直流电压的变流系统。本发明将这一系统分为三个部分，即功率因数校正部分2，DC‑AC变换部分3以及AC‑
DC变换部分4。该变流系统的输入为交流市电1，输出为所需要的某一直流电压5。

[0031] 本节介绍该系统的第一部分，即功率因数校正部分，该部分的电路结构如图2所示。其中vs6表示交流输入市电电压，is7表示市电电流。Cf 10是滤波电容，为后面的负载
Rload 11提供一个相对稳定的直流电压。电路的基本工作原理是，控制两个开关S1和S2在vs
的过零点交替导通和关断。具体工作过程是，在vs的正半周，开关S1导通S2关断。此时一路
电流由vs正端经L1，L2回到vs负端；另一路由vs正端经L1，Cf，Rload及S1回到vs负端。在vs的负
半周，开关S2导通S1关断。此时一路电流由vs负端经L2，L1回到vs正端；另一路由vs负端经
L2，Cf，Rload及S2回到vs正端。

[0032] 图3表示开关S1的门驱动信号Gate_S1，交流输入电压vs及电流is的波形。从中可以看出，vs及is基本同相位，即系统的功率因数为1。并且，S1的导通和关断都在vs为零的时刻
发生，即S1为软开关。开关S2的情况与此类似，即S2也是软开关。这样，该功率因数校正电路
不仅可以实现功率因数基本为1，还可以做到使电路中的开关全部工作于软开关状态，而且
电路结构及工作原理非常简单，这是传统的功率因数校正电路很难做到的。

[0033] 2.一种利用“定时采样”技术来动态实时跟踪监测系统自身固有谐振频率的方法

[0034] 本节内容共分为两个部分。第一部分主要是以一个变频系统为例，详细介绍利用“定时采样”技术来动态实时跟踪监测系统自身固有谐振频率的方法。第二部分是有关该方
法在定频系统中应用的情况。

[0035] 2.1该方法的基本工作原理

[0036] 该方法的电路拓扑结构如图4所示。其中虚线框内的控制部分18，是该方法的精髓，主要由“定时采样模块16，电压转换模块17，一个比例积分控制器19以及一个压控振荡
器20”四部分组成。虚线框外面的部分主要是一个带共振槽15的开关模式DC‑AC变换器14。
变换器的门驱动信号21由压控振荡器20产生。压控振荡器20在这里可视为控制器的执行机
构，负责产生系统的驱动频率。控制器18中最重要的部分就是定时采样模块16。该模块负责
在开关模式DC‑AC变换器14中的开关动作时刻，对共振槽15中的主振荡信号即谐振电压或
电流进行采样。如果采样值为零，就说明此时系统处于软开关和谐振状态，即此时系统的驱
动频率21与系统自身所固有的谐振频率一致或相等。如果采样值不为零，就说明此时系统
的驱动频率21与系统自身所固有的谐振频率不相等。控制器18中的电压转换模块17的功能
是，根据采样值的符号和大小，产生一个电压信号。当采样值为零时，该电压信号与后面比
例积分控制器19的参考电压相等。此时比例积分控制器19的输出电压以及后面压控振荡器
20的输出频率保持固定不变。当采样值不为零时，电压转换模块17所产生的电压大小的绝
对值与采样值成正比。

[0037] 此时，电压转换模块17所产生的电压与后面比例积分控制器19的参考电压不相等，比例积分控制器19的输出电压以及后面压控振荡器20的输出频率，不断持续变化，直到
压控振荡器的输出频率21即系统的驱动频率，与系统自身所固有的谐振频率变为一致或相
等为止。此时，系统处于谐振和软开关状态，采样值变为零。比例积分控制器19的功能是，根
据电压转换模块17的输出电压，产生一个控制电压来调整压控振荡器20的输出频率。基本
工作原理是，当电压转换模块17的输出电压与比例积分控制器19的参考电压相等时，比例
积分控制器19的输出电压以及后面压控振荡器20的输出频率保持恒定不变；当电压转换模
块17的输出电压与比例积分控制器19的参考电压不相等时，比例积分控制器19的输出电压
以及后面压控振荡器20的输出频率，不断持续变化，直到压控振荡器的输出频率21即系统
的驱动频率，与系统自身所固有的谐振频率变为一致或相等为止。

[0038] 一般来说，对于各种类型的变换器以及采样方式来说，采样值为零时的情况都是大致相同的，即此时采样值为零，电压转换模块17的输出电压与比例积分控制器19的参考
电压相等；比例积分控制器19的输出电压以及后面压控振荡器20的输出频率保持恒定不
变；系统的驱动频率与自身固有谐振频率一致或相等，即此时系统处于谐振和软开关状态。
当采样值不为零时的技术细节，可能会随着所使用的开关模式的DC‑AC变换器的类型以及
采样方式，比如说具体的采样信号以及采样时刻等等的不同，而有所不同。

[0039] 比如说，在某种情况下，可能会是，如果采样值大于零，则表明系统此时的驱动频率大于其自身所固有的谐振频率；电压转换模块17所产生的输出电压大于比例积分控制器
19的参考电压；比例积分控制器19的输出电压以及后面压控振荡器20的输出频率，会不断
持续减小，直到该频率与系统自身固有的谐振频率变为一致或相等为止。而采样值小于零，
则表明此时系统的驱动频率小于其自身所固有的谐振频率；电压转换模块17所产生的输出
电压小于比例积分控制器19的参考电压；比例积分控制器19的输出电压以及后面压控振荡
器20的输出频率，就会不断持续增大，直到该频率与系统自身固有的谐振频率变为一致或
相等为止。

[0040] 如上所述只不过是该发明的一个具体实施方式，本领域的专业技术人员可以很容易地在本发明的基础上找出各种变体，而不脱离本发明的范围和精神。比如说上述控制器
18中的三个模块，定时采样模块16，电压转换模块17以及比例积分控制器19，都可以用数字
的方式在一个单片机中用软件来实现。申请人无意把该发明以任何方式限制为本文件中所
描述的各种具体细节。

[0041] 2.2该方法在定频系统中的应用

[0042] 图5表示利用“定时采样”技术来动态实时跟踪监测系统自身固有频率的方法在定频系统中的应用。与该方法在变频系统中应用的主要区别就是，两个系统的“执行机构”不
一样。变频系统的执行机构是“压控振荡器20”，而定频系统的执行机构是“压控可变电容
24，26”。在图5中，这样的压控可变电容实际上有两个，一个由C1和S1组成，另一个由C2和S2
组成。它们接入电路中时间的长短，由单稳触发器30输出脉冲的宽度来控制。而单稳触发器
30输出脉冲的宽度，可以由控制器29中比例积分控制器的输出电压来控制。所以，最终控制
器29的输出电压，控制着两个电容接入电路中时间的长短，也就是说它们的平均电容的大
小。通过对这两个电容接入电路时间的长短或它们的平均电容的大小的控制，就可以控制
调整系统自身所固有的谐振频率，使该谐振频率等于系统固定的驱动频率，从而实现一个
定频系统。

[0043] 综上所述“压控可变电容”的详细工作原理，已经在另外一个专利中做了详细的描述，在此不再赘述。另外，图5中控制器29的结构和工作原理，与图4中的控制器18的结构和
工作原理，完全相同，在此也不再重复。总之，变频系统是利用其执行机构来改变系统的驱
动频率，使系统的驱动频率与可能是不断变化的系统自身所固有的谐振频率相等，所以最
终实现的是一个变频系统；而定频系统是利用其执行机构来不断动态补偿系统自身固有谐
振频率的变化，使其保持不变并始终等于系统固定的驱动频率，所以最终所得到的是一个
定频系统。

[0044] 3.一种动态实时调整或稳定电磁振荡系统输出电压或功率的技术

[0045] 本节介绍一种通过电容的调谐作用来动态实时调整，控制，稳定振荡系统输出电压或功率的技术。系统的输出电压和功率可以通过控制电容接入系统中的周期数来控制。
通过对系统谐振电压或电流的过零点进行检测，可以控制与电容相连的开关，在系统谐振
电压或电流的过零点或开关的体二极管的导通期间导通或断开，从而使开关的通断实现软
开关，以确保系统稳定运行，降低开关损耗，提高系统的效率并降低电磁污染。本节内容共
分为两个小节。第一小节，以并联谐振为例，介绍该方法的基本工作原理。第二小节，介绍该
方法在串联调谐系统中应用的情况。

[0046] 3.1该方法的基本工作原理

[0047] 该方法的电路拓扑结构如图6所示。从图中可以看出，电容C 32与开关S 42串联，做并联调谐电容使用。通过对开关S 42的导通时间，从而电容C 32接入电路中时间的长短
进行调整和控制，通过电容C 32的调谐作用，就可以对系统的输出电压和功率进行调整。要
想让这一方法顺利稳定工作，需要解决两个问题。一个是如何让与电容相连的开关实现软
开关，一个是如何决定电容接入电路的周期数，从而使系统的输出电压Vout 34得到稳定。
要想让S 42实现软开关，可以对系统谐振电压vres 33从正半周到负半周的过零点进行检
测，然后利用单片机或数字逻辑电路，控制S 42在vres 33的过零点或负半周导通或断开。因
为在vres 33的负半周，S 42的体二极管处于导通状态，所以控制S 42在vres 33的负半周导
通或断开，就可以实现S 42的软开关。例如，可以把检测到的过零点信号输入单片机38的脉
冲计数器41，然后当该计数器溢出时，就利用单片机38为开关S 42产生一个上升沿驱动信
号，使S 42导通。从图6中可以看出，过零点信号可以由过零点检测电路35来完成。要给开关
S 42，在导通了一段适当的时间或周期后，产生一个下降沿驱动信号，控制其在vres 33的过
零点或负半周关断，以实现下降沿的软开关，就需要既知道来自过零点检测电路35的过零
点信号的信息，又知道来自单稳触发器37的反应开关S 42所应该导通的适当的时间或周期
的信息。后者是通过一个比例积分控制器36的输出电压来控制单稳触发器37的输出脉冲的
宽度的形式来实现的。比例积分控制器36动态实时跟踪监测系统的输出电压Vout 34，并根
据系统输出电压Vout 34的大小，产生一个输出电压，并利用这个输出电压来控制单稳触发
器37的输出脉冲的宽度。通过单片机38，就可以利用单稳触发器37的这个输出脉冲的宽度，
来决定为开关S42产生下降沿，控制其关断的时刻，从而最终控制电容C 32接入电路时间的
长短或周期数，并通过其调谐作用达到调整，控制，稳定系统输出电压Vout 34的目的。为了
实现快速响应的目的，上述目标，可以利用如图6所示的单片机中的两个中断39和40来实
现。具体做法可以是，在其中的一个中断中设一个标志位，表示该中断已经发生。然后在另
外一个中断中对该标志位进行检查。如果该标志位表明那个中断已经发生，则为开关S 42，
产生一个下降沿驱动信号。这样就既可以保证下降沿是软开关，又可以保证开关S 42是在
导通了一个适当的时间之后关断的。利用一个电压来控制单稳触发器输出脉冲宽度的方法
和工作原理，已经在另外一个专利中进行了详细的解释，在此不再赘述。

[0048] 需要指出的是，如上所述只不过是该发明的各种具体实施方式之一，本领域的专业技术人员可以很容易地在本发明的基础上找出各种变体，而不脱离本发明的范围和精
神。比如说，特殊情况下可以取开关电容C 32的值为无穷大，即将该电容短路，系统的输出
电压完全靠开关S 42通断的占空比来控制；或者其中的比例积分控制器以及单稳触发器的
功能，完全可以在单片机中用软件来实现，而上述单片机38的功能，也完全可以通过设计某
种适当的数字逻辑电路来代替和实现等等。申请人无意把该发明以任何方式限制为本文件
中所描述的各种具体技术细节。

[0049] 3.2该方法作为串联谐振的应用

[0050] 图7所示是上一节所述方法在串联调谐系统中的应用。从图中可以看出，这里的开关S 52与电容C2 53是并联关系。通过对开关S 52导通时间的调整，可以控制电容C2 53接
入电路中时间的长短，从而利用其调谐作用来调整，改变，控制或稳定系统的输出电压Vout 
44。图7中电路的其它部分或者已在上一节做过详细介绍，或者为已知的常识性知识，在此
不再赘述。

[0051] 4.一种新型的同步整流技术

[0052] 本节介绍一种通过检测电路中的电流而不是电压来高效地实现同步整流的方法。在大功率应用中，为了进一步提高系统的效率，常用导通电阻极低的功率场效应管等开关
器件来代替功耗相对较高的整流二极管，如图8中的S1，S2，S3以及S4所示。用场效应管等开
关器件来代替二极管整流的一个关键问题是如何控制开关器件的导通和关断，使开关器件
的通断与被整流的电压以及电流的相位保持同步。在本发明中，这一功能主要由图8中的两
个模块56和65(模块1和模块2)来实现。

[0053] 系统的整体工作原理为：当系统的输入电压vs 66高于系统的输出电压Vout 60时，相应支路上场效应管的体二极管首先会短时间暂时导通，使得相应支路上的电流开始上
升。这时，相应支路上的电流检测模块检测到该支路上的电流不为零后，就会输出一个高电
平控制相应支路上的场效应管导通来代替已经先期导通的体二极管，使得电路的电流主要
是流过场效应管而不是体二极管，从而使系统的功耗降低。当相应支路上的电流降为零时，
该支路上的电流检测模块就会输出一个低电平，控制相应支路上的场效应管关断，防止电
流反向流动。图8中两个模块的具体功能如下：

[0054] (1)模块1：检测电流i1是否为零，并控制两个开关S1和S4在电流i1不为零的期间导通，在i1为零的期间关断。

[0055] (2)模块2：检测电流i2是否为零，并控制两个开关S2和S3在电流i2不为零的期间导通，在i2为零的期间关断。

[0056] 上述功能可以在把两个电流信号i1和i2转化为电压信号后，由电压比较器来实现。图9表示系统的交流输入电压vs66，直流输出电压Vout 60，电流i1以及模块1的输出信号
GATES1S4 55的波形。其中GATES1S4 55是两个开关S1和S4的门驱动信号。从中可以看出，在信
号GATES1S4 55的驱动下，两个开关S1和S4在i1不为零的期间导通，在i1为零的期间关断，实
现了同步整流。系统中的另外两个开关S2和S3的情况与此类似，即在模块2的输出信号的驱
动下，在i2不为零的期间导通，在i2为零的期间关断。另外值得一提的是，从图9中还可以看
出，S1，S4在vs 66降到低于Vout 60时并没有关断，而是直到电流i1降为零时才关断，这就有
效地防止了传统的，在vs66降到低于Vout 60时就立即关断S1，S4的方法所造成的电流i1随后
流过场效应管体二极管所带来的功耗增加，效率降低的现象。

[0057] 该方法与传统同步整流方法的根本区别是，该方法是通过检测系统中的电流信号而不是电压信号来实现同步整流的。传统同步整流的方法是对图8中A，B两点的电压与系统
的输出电压Vout 60进行比较。控制S1，S4在A点电压高于Vout 60时导通，低于Vout 60时关断；
S2，S3在B点电压高于Vout 60时导通，低于Vout 60时关断。这种方法的问题是，如果滤波电容
Cf 58之前没有滤波电感，当S1，S4或S2，S3导通时，A点或B点的电压就近似等于系统的输出
电压Vout 60。这时负责比较A，B点电压与系统输出电压Vout 60的电压比较器就会产生振荡，
造成系统运行不稳；反之，如果滤波电容Cf 58之前有滤波电感，则当S1，S4或S2，S3关断时，
滤波电感中尚未降为零的电流就会流过系统开关中的体二极管，使系统的功耗增大，效率
降低。本发明中的方法直接对系统中的电流进行检测，不存在任何上述问题。

[0058] 本发明的另外一个特点是，在i1和i2的两个电流支路中分别使用两个电感L1和L2进行滤波并防止在开关器件的体二极管中产生反向电流，而不是在图8中的C点和D点之间
统一使用一个电感为两个支路进行滤波。这是因为如果在C点和D点之间使用一个电感统一
地对两个支路进行滤波，当其中一个支路上的电流降为零并且相应支路上的开关器件关断
时，有可能会在另一个支路上感应出一个电流毛刺，这样当另一个支路上的电路检测模块
检测到这个电流毛刺时，就会输出一个短矩形脉冲，控制相应支路上的开关器件误导通，造
成系统的误动作。通过在两个不同的支路上分别使用两个不同的电感进行滤波，就可以有
效地避免上述现象的产生。

[0059] 需要指出的是，图8所示只不过是该发明一个具体的实施方式。本领域的专业技术人员可以很容易地在本发明的基础上找出各种变体，而不脱离本发明的范围和精神，比如
说使用半桥，半波，半桥全波，三相或多相整流等等。申请人无意把该发明以任何方式限制
为本文件中所描述的各种具体细节。

[0060] 5.一种新式的由谐振变换器驱动的电机

[0061] 图10表示一种通过给电机中的线圈添加电容组成共振槽68，然后利用开关模式的DC‑AC谐振变换器69来对这些共振槽进行驱动，从而构成的一种新型的谐振式电机。在图10
所示的三相电机中，通过给三个开关模式的DC‑AC变换器69施加彼此相位相差120°的驱动
信号，就可以在电机中形成旋转磁场。同样的方法也适用于两相或其它多相电机，只要施加
具有适当相位差的驱动信号，就可以在电机中形成一个稳定的旋转磁场。另外，利用第2节
所介绍的方法，通过找到系统自身所固有的谐振频率并使系统的驱动频率与这一频率相
等，就可以使系统始终工作在谐振和软开关状态，从而极大地提高系统的效率并降低电磁
污染。

[0062] 通过动态实时地往电机的线圈中添加不同数量和容值的电容，就可以改变共振槽68以及整个系统的自身固有谐振频率，从而改变电机的驱动和工作频率。同时再配合以改
变开关模式DC‑AC谐振变换器69的电源电压，就可以对电机线圈中的电流，以及整个电机的
转速和扭矩进行调整和控制。

[0063] 需要指出的是，图10所示只不过是该发明各种具体的实施方式之一，本领域的专业技术人员可以很容易地在本发明的基础上找出各种变体，而不脱离本发明的范围和精
神。申请人无意把该发明以任何方式限制为本文件中所描述的各种具体技术细节。

[0064] 6.一种新型的谐振式开关电源

[0065] 图11表示一种新型的谐振式开关电源。其中的“控制器1”82，可以利用本发明第2节中所介绍的(或任何其它的能实现类似功能的)方法，来“动态实时跟踪监测系统自身的
固有谐振频率”，并以该频率对其中的“开关模式DC‑AC变换器”70进行驱动，从而实现整个
系统的谐振以及该“开关模式DC‑AC变换器”70的软开关。另外，与传统的开关电源不同，系
统的输出电压Vout 79不是通过调整DC‑AC变换器70驱动信号的占空比来实现的，而是利用
开关S1，直接在二次侧通过调整电容C3接入电路时间的长短，利用其调谐作用来实现对系
统输出电压Vout 79的调整和控制。特殊情况下，也可以将电容C3短路(如图12所示)，直接利
用开关S1，通过调整对电路进行短路时间的长短来对输出电压Vout 79进行调整。利用控制
器2，通过本发明第3节中所介绍的(以及其它任何类似的)方法，可以实现开关S1的软开关。
这样，该新型谐振式开关电源中所有的开关都将工作于软开关状态，从而使系统的效率得
到极大地提高并使电磁污染得到极大地降低。

[0066] 图11和图12中所示的是并联谐振的情况，即C1与L1以及C2与L2均为并联。需要指出的是，这只不过是该发明的一个具体实施方式，本领域的专业技术人员可以很容易地在
本发明的基础上找出各种变体，而不脱离本发明的范围和精神。比如说根据电路的具体情
况以及要求的不同，C1与L1以及C2与L2也可以采取串联方式，另外整流也可以采用半桥全
波等各种各样的整流方式等等。申请人无意把该发明以任何方式限制为本文件中所描述的
各种具体细节。

[0067] 尽管本发明已经通过对其实施例的详细描述，进行了说明，但申请人无意将所附权利要求的范围以任何方式限制于这些细节。本领域的专业技术人员可以很容易地在本发
明的基础上找出各种变体，而不脱离本发明的范围和精神。因此，本发明在其更广泛的方面
不限于所示和所描述的具体细节，代表性装置和方法以及说明性示例。在不脱离申请人的
总体发明构思的精神或范围的情况下，可以产生对这些细节的各种各样的偏离。在本说明
书中参考任何现有技术并不构成承认这样的现有技术形成公知常识的一部分。

[0068] 总结

[0069] 本发明主要提出了以下四种新的技术或方法，即一种新型的功率因数校正技术，一种利用“定时采样”的方法来动态实时跟踪监测系统自身固有谐振频率的技术，一种动态
实时调整或稳定电磁振荡系统输出电压或功率的技术和一种新型的同步整流技术，以及上
述这些技术的两个应用，即一种新式的由谐振变换器驱动的电机以及一种新型的谐振式开
关电源。上述这些技术一改传统电力电子领域“非谐振，硬开关”的设计思想，力求使电力电
子系统始终工作于“谐振及软开关”状态下，从而使系统的效率以及能量传输能力得到极大
地提高，电磁污染得到极大地降低。

[0070] 以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。