本发明公开了一种实现自动均流并联输出纹波最小化的分布式DC‑DC变换器模块控制方法，其目的在于省去传统的并联DC‑DC变换器交错并联技术使用的同步光纤线缆，该控制方法易于数字化，仅增加耦合电感与电容及部分采样电路，同时减小输出电压纹波，以减小输入滤波器和输出电容大小并提高电容使用寿命。另外，本发明也使分布式DC‑DC变换器在不通信的情况下实现了交错并联的效果。
1.一种实现自动均流并联输出纹波最小化的分布式DC-DC变换器模块控制方法，包括如下步骤：(1)采集DC-DC变换器模块的输出电压vout和输出电流iout；
(2)通过对输出电压vout进行下垂控制以及功率限幅，得到参考电流Iref；
(3)使参考电流Iref减去输出电流iout的结果经过PI控制器，输出得到DC-DC变换器模块驱动信号的占空比D；
(4)使输出电流iout经过高通滤波器后，得到DC-DC变换器模块自身的输出电压纹波vself1；使输出电压vout经过高通滤波器后，得到DC-DC变换器的总输出电压纹波vtotal1；进而使vtotal1减去vself1得到其他DC-DC变换器模块的合成纹波vother1；
(5)将合成纹波vother1分成两路，其中一路依次经余弦分量提取器和低通滤波器后输出余弦分量，另一路依次经正弦分量提取器和低通滤波器后输出正弦分量；
(6)使余弦分量减去正弦分量的结果经过PI控制器，输出得到DC-DC变换器模块驱动信号的移相角θself；
(7)根据移相角θself和占空比D通过PWM调制算法生成相应PWM信号以驱动DC-DC变换器模块中的功率开关器件。
2.根据权利要求1所述的分布式DC-DC变换器模块控制方法，其特征在于：所述步骤(2)的具体计算方法如下：其中：K为下垂控制增益系数，[]表示功率限幅，Pout为DC-DC变换器模块的输出功率且Pout＝vout×iout，vref为给定的参考电压。
3.根据权利要求1所述的分布式DC-DC变换器模块控制方法，其特征在于：所述步骤(3)中PI控制器的传递函数Gc1(s)表达式如下：其中：Kc1为给定的比例系数，Tc1为给定的积分系数，s为拉普拉斯算子。
4.根据权利要求1所述的分布式DC-DC变换器模块控制方法，其特征在于：所述步骤(4)中高通滤波器的传递函数Gf1(s)表达式如下：其中：Tf1为给定的时间常量且高通滤波器的截止频率＝1/Tf1，s为拉普拉斯算子。
5.根据权利要求1所述的分布式DC-DC变换器模块控制方法，其特征在于：所述步骤(5)中余弦分量提取器的传递函数Gcos(s)表达式如下：其中：ω＝2πfs，fs为DC-DC变换器的开关频率，s为拉普拉斯算子。
6.根据权利要求1所述的分布式DC-DC变换器模块控制方法，其特征在于：所述步骤(5)中正弦分量提取器的传递函数Gsin(s)表达式如下：其中：ω＝2πfs，fs为DC-DC变换器的开关频率，s为拉普拉斯算子。
7.根据权利要求1所述的分布式DC-DC变换器模块控制方法，其特征在于：所述步骤(5)中低通滤波器的传递函数Gf2(s)表达式如下：其中：Tf2为给定的时间常量且低通滤波器的截止频率＝1/Tf2，s为拉普拉斯算子。
8.根据权利要求1所述的分布式DC-DC变换器模块控制方法，其特征在于：所述步骤(6)中PI控制器的传递函数Gc2(s)表达式如下：其中：Kc2为给定的比例系数，Tc2为给定的积分系数，s为拉普拉斯算子。
实现自动均流并联输出纹波最小化的分布式DC-DC变换器模
块控制方法
技术领域
[0001] 本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种实现自动均流并联输出纹波最小化的分布式DC-DC变换器模块控制方法。
背景技术
[0002] 在工业实际应用中，考虑到功率等级、系统维护、可靠性等客观因素，常常采用多台参数、制造工艺相同的模块化DC-DC变换器在其输入、输出端口分别并联。模块化的思想在电力电子领域的许多子领域已有不少研究，如公开号为CN104065336A的中国专利实现了光伏优化器的模块化；在电池管理系统领域中，公开号为CN109037801A的中国专利实现了单体电池控制器的模块化。模块化的设备不但便于集成，降低了生产成本，也利于维护和检修，提高了系统应对故障的能力。
[0003] 交错并联技术常应用于该类并联变换器中，用于减小输出电压纹波，以减小输入滤波器和输出电容大小并提高电容使用寿命。应用交错并联技术的N台变换器，具有一致的开关频率，各变换器之间的相移设为2π/N，此时系统总的输入和输出电流纹波最小，输出电容纹波理想情况下为0。
[0004] 并联DC-DC变换器由于其输出特性多为电压源，存在多机并联时的均流问题。在多机并联的场合下，通常采用功率下垂控制器进行各模块间的均流，其原理如图1所示，输出实际电压越高，则功率下垂控制器输出的参考功率值越小，即参考电流值越小，以实现功率的负反馈。
[0005] 模块化DC-DC变换器按照其控制方法进行分类，可进一步分为集中式DC-DC变换器和分布式DC-DC变换器。N台分布式DC-DC变换器一般仅有一个主控制器和N-1个从控制器，系统的工作时序由主控制器控制，主控制器与从控制器之间依靠光纤线缆实现同步和交错并联，成本较高；N台集中式DC-DC变换器仅有一个总控制器，所有变换器的时序均由总控制器控制，由于控制电路仅有一套，存在抗故障能力差，可扩展性差等缺点，也不适用于DC-DC变换器的即插即用场合。
发明内容
[0006] 鉴于上述，本发明提供了一种实现自动均流并联输出纹波最小化的分布式DC-DC变换器模块控制方法，其目的在于省去传统的并联DC-DC变换器交错并联技术使用的同步光纤线缆，该控制方法易于数字化，仅增加耦合电感与电容及部分采样电路，同时减小输出电压纹波，以减小输入滤波器和输出电容大小并提高电容使用寿命。另外，本发明也使分布式DC-DC变换器在不通信的情况下实现了交错并联的效果。
[0007] 一种实现自动均流并联输出纹波最小化的分布式DC-DC变换器模块控制方法，包括如下步骤：
[0008] (1)采集DC-DC变换器模块的输出电压vout和输出电流iout；
[0009] (2)通过对输出电压vout进行下垂控制以及功率限幅，得到参考电流Iref；
[0010] (3)使参考电流Iref减去输出电流iout的结果经过PI控制器，输出得到DC-DC变换器模块驱动信号的占空比D；
[0011] (4)使输出电流iout经过高通滤波器后，得到DC-DC变换器模块自身的输出电压纹波vself1；使输出电压vout经过高通滤波器后，得到DC-DC变换器(DC-DC变换器由多个DC-DC变换模块并联组成)的总输出电压纹波vtotal1；进而使vtotal1减去vself1得到其他DC-DC变换器模块的合成纹波vother1；
[0012] (5)将合成纹波vother1分成两路，其中一路依次经余弦分量提取器和低通滤波器后输出余弦分量，另一路依次经正弦分量提取器和低通滤波器后输出正弦分量；
[0013] (6)使余弦分量减去正弦分量的结果经过PI控制器，输出得到DC-DC变换器模块驱动信号的移相角θself；
[0014] (7)根据移相角θself和占空比D通过PWM调制算法生成相应PWM信号以驱动DC-DC变换器模块中的功率开关器件。
[0015] 进一步地，所述步骤(2)的具体计算方法如下：
[0016]
[0017] 其中：K为下垂控制增益系数，[]表示功率限幅，Pout为DC-DC变换器模块的输出功率且Pout＝vout×iout，vref为给定的参考电压。
[0018] 进一步地，所述步骤(3)中PI控制器的传递函数Gc1(s)表达式如下：
[0019]
[0020] 其中：Kc1为给定的比例系数，Tc1为给定的积分系数，s为拉普拉斯算子。
[0021] 进一步地，所述步骤(4)中高通滤波器的传递函数Gf1(s)表达式如下：
[0022]
[0023] 其中：Tf1为给定的时间常量且高通滤波器的截止频率＝1/Tf1，s为拉普拉斯算子。
[0024] 进一步地，所述步骤(5)中余弦分量提取器的传递函数Gcos(s)表达式如下：
[0025]
[0026] 其中：ω＝2πfs，fs为DC-DC变换器的开关频率，s为拉普拉斯算子。
[0027] 进一步地，所述步骤(5)中正弦分量提取器的传递函数Gsin(s)表达式如下：
[0028]
[0029] 其中：ω＝2πfs，fs为DC-DC变换器的开关频率，s为拉普拉斯算子。
[0030] 进一步地，所述步骤(5)中低通滤波器的传递函数Gf2(s)表达式如下：
[0031]
[0032] 其中：Tf2为给定的时间常量且低通滤波器的截止频率＝1/Tf2，s为拉普拉斯算子。
[0033] 进一步地，所述步骤(6)中PI控制器的传递函数Gc1(s)表达式如下：
[0034]
[0035] 其中：Kc2为给定的比例系数，Tc2为给定的积分系数，s为拉普拉斯算子。
[0036] 基于上述技术方案，本发明的有益技术效果如下：
[0037] (1)与传统的数字控制器相比，本发明控制系统仅仅增加了相位计算单元，就实现了交错并联，易于实现，同时减小了输入输出电容的大小，增加了模块寿命。
[0038] (2)与传统的DC-DC变换器模块相比，本发明省去了同步信号所需的光纤线，节约了成本。
[0039] (3)本发明采用下垂控制算法，以实现功率控制和模块间均流。
附图说明
[0040] 图1为功率下垂控制的功率-电压曲线示意图。
[0041] 图2为Buck型DC-DC变换器及功率耦合电路的结构示意图。
[0042] 图3为本发明控制系统的原理示意图。
具体实施方式
[0043] 为了更为具体地描述本发明，下面结合附图从具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。
[0044] 本实施方式中的DC-DC变换器采用Buck型降压DC-DC变换器，其输入与输出端与其他相同模块的DC-DC变换器并联；本实施方式中的信号采样与调理电路，采用由运算放大器搭建而成的带偏置的差分电路，用于采集DC-DC变换器的输出电流、输出电压，并输入数字控制器中；本实施方式中采用的功率驱动电路芯片型号为IR2181S，用于将数字控制器提供的驱动信号进行放大输出；本实施方式中采用的耦合电路结构如图2所示，功率耦合电路的耦合电感Lx与Buck型DC-DC变换器的功率电感L1存在耦合关系，耦合电感Lx和电容Cx，功率电感L1和电容C1的数值乘积相同，采集电容Cx上的电压就可以得到本DC-DC变换器自身输出电容纹波的瞬时值。
[0045] 如图3所示，信号采样与处理单元采集DC-DC变换器的输出电压vout，与自身的参考电压vref相减，并经过增益为K的下垂控制器后，生成电流参考值Iref(与之对应的功率参考值为Pref)，Iref的表达式如下：
[0046]
[0047] 参考电流值Iref和信号采样与处理模块采样得到的输出实际电流值相减，经过比例-积分控制器1，得到PWM调制器生成功率管驱动信号所需的占空比D。比例-积分控制器1的传递函数Gc1(s)为：
[0048]
[0049] 其中：Kc1为控制器的比例常数，Tc1为控制器的积分常数，Gc2(s)的截止频率1/Tc1设为0.2fs。
[0050] 另一方面，信号采样与处理模块采集输出电流iout，经过高通滤波器Gf1(s)后，得到本DC-DC变换器自身输出电压纹波vself1；同时，输出电压vout经过高通滤波器Gf1(s)后，得到并联DC-DC变换器总输出电压纹波vtotal1。Gf1(s)的频域表达如式(3)所示，高通滤波器的截止频率1/Tf1设为0.1fs，用以滤除自身输出电压和总输出电压的直流分量。
[0051]
[0052] 总输出电压纹波vtotal1与自身输出电压纹波vself1相减，得到其他N-1个DC-DC变换器的合成纹波vother1，只考虑其基频分量，vother1的表达式为：
[0053] vother1＝a1 sin(2πfst+θ) (4)
[0054] 其中：fs为系统的开关频率，a1为总输出纹波和自身输出纹波差值的峰值，θ为合成纹波vother1与自身输出电压纹波vself1的相位差。其他N-1个DC-DC变换器的合成纹波vother1分为两路，分别经过模拟开关电路1和模拟开关电路2得到vother1中的相位信息 和模拟开关电路1的传递函数为Gcos(s)Gf2(s)，模拟开关电路2的传递函数为Gsin(s)Gf2(s)，Gf2(s)为一低通滤波器，截止频率1/Tf2设为0.1fs，用以提取vother1的正弦和余弦分量。余弦分量提取器Gcos(s)、正弦分量提取器Gsin(s)和低通滤波器Gf2(s)的表达式如式(5)、(6)和(7)所示，其中ω＝2πfs。
[0055]
[0056]
[0057]
[0058] vother1中的相位信息 与 相减，经过比例-积分控制器2后得到PWM调制器生成功率管驱动信号所需的移相角，比例-积分控制器2的传递函数Gc2(s)为：
[0059]
[0060] 其中：Kc2为比例-积分控制器2的比例常数，Tc2为比例-积分控制器2的积分常数，Gc2(s)的截止频率1/Tc2设为0.01fs。
[0061] PWM调制器得到所需的占空比和移相角，生成功率管控制信号，经过功率驱动电路放大后，驱动DC-DC变换器的功率管工作。
[0062] 当本发明模块进行工作，并且控制环路达到稳态时，每台DC-DC变换器的合成纹波的相位与本台DC-DC变换器自身输出纹波的相位差θ为π。当系统内的N台变换器分布式纹波自消除电路都工作于这样的状态时，总输出纹波幅值也就实现了最小化。
[0063] 上述对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例作出各种修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。
