三端口隔离DC/DC式变换器暂态直流偏置的抑制方法

摘要

本发明公开了一种三端口隔离式DC/DC变换器暂态直流偏置的抑制方法，先分析传统移相控制下TAB暂态直流偏置的形成机理，确定TAB暂态直流偏置的形成原因；基于形成原因，建立其直流偏置抑制数学模型；确定满足直流偏置抑制数学模型的驱动信号组合方法，抑制暂态直流偏置。建立直流偏置抑制数学模型先依据TAB的Y型等效电路确定各端口电压单独作用时TAB的等效电路，再由叠加定理得到TAB各端口电流表达式，假设移相角变化时单位开关周期内端口2与端口3的方波电压正负幅值的伏秒积为零、电感仍能实现伏秒平衡，得出移相角变化前后的电流关系，进而得出TAB直流偏置抑制数学模型。解决了暂态直流偏置影响TAB安全运行的问题。

权利要求

1.三端口隔离式DC/DC变换器暂态直流偏置的抑制方法，其特征在于，具体步骤如下：

步骤S1、分析移相控制下三端口隔离式DC/DC变换器暂态直流偏置的形成机理，确定三端口隔离式DC/DC变换器暂态直流偏置的形成原因；

步骤S2、基于三端口隔离式DC/DC变换器暂态直流偏置的形成原因，建立其直流偏置抑制数学模型；

步骤S3、确定满足三端口隔离式DC/DC变换器直流偏置抑制数学模型的驱动信号组合方法，抑制三端口隔离式DC/DC变换器暂态直流偏置；

所述步骤S1分析移相控制下三端口隔离式DC/DC变换器暂态直流偏置的形成机理，是先以电压单独作用时其串联电感恒定满足伏秒平衡的电压为50％的方波电压的端口1作为参考，将端口2和端口3折算到端口1，得到三端口隔离式DC/DC变换器的Y型等效电路；然后以端口1的移相角为基准，在端口2和端口3移相角变化时，依据三端口隔离式DC/DC变换器的移相控制稳态波形及三端口隔离式DC/DC变换器每个开关周期中前后半个周期内各端口电感电流相等且方向相反的关系，分析各端口间与 和 相关的功率传输关系、 与变化时各端口电流的直流偏置分量和 与 变化时变压器励磁电流的直流偏置分量， 为端口1的方波电压Vac1和端口2折算到端口1的方波电压Vac2'之间的移相角， 为端口1的方波电压Vac1和端口3折算到端口1的方波电压Vac3'之间的移相角。

2.根据权利要求1所述的三端口隔离式DC/DC变换器暂态直流偏置的抑制方法，其特征在于，所述三端口隔离式DC/DC变换器暂态直流偏置的形成原因是：传统移相控制下三端口隔离式DC/DC变换器实际运行过程中，负载瞬态变化、输入侧功率波动及三端口隔离式DC/DC变换器工作模式切换的过程中，端口2和端口3的移相角会随之发生改变，但传统移相控制下端口1、端口2和端口3的方波电压占空比恒定不变，且各端口同一桥臂上的全控开关管均为180°互补导通，各端口斜对角全控开关管同时开通与关断，使得在端口2与端口3的移相角变化时，其方波电压不能在单位周期内实现伏秒平衡。

3.根据权利要求2所述的三端口隔离式DC/DC变换器暂态直流偏置的抑制方法，其特征在于，所述步骤S2的具体过程如下：步骤S21、依据三端口隔离式DC/DC变换器的Y型等效电路确定各端口电压单独作用时三端口隔离式DC/DC变换器的等效电路；

步骤S22、依据三端口隔离式DC/DC变换器的Y型等效电路、各端口电压单独作用时三端口隔离式DC/DC变换器的等效电路，由叠加定理得到实际运行时三端口隔离式DC/DC变换器各端口电流i1、i2'、i3'及变压器励磁电感L0的电流i0关于i11、i22、i33的表达式，因此，通过抑制i11、i22、i33的直流偏置即可同时抑制TAB各端口串联电感的直流偏置分量和变压器励磁电感的直流偏置分量；其中，i1为端口1的串联电感L1的高频链电流，i2′为端口2折算到端口

1的等效电感L2′的高频链电流，i3′为端口3折算到端口1的等效电感L3′的高频链电流，i11表示端口1的方波电压Vac1单独作用时电感L1的高频链电流，i22为端口2折算到端口1的方波电压Vac2′单独作用时电感L2′的高频链电流，i33为端口3折算到端口1的方波电压Vac3′单独作用时电感L3′的高频链电流；

步骤S23、因端口1的方波电压Vac1是占空比为50％的方波电压，其单独作用时，电感L1恒定满足伏秒平衡，故依据三端口隔离式DC/DC变换器暂态直流偏置的形成原因，假设在负载瞬态变化、输入侧功率波动及三端口隔离式DC/DC变换器工作模式切换时，能够控制电流i22和i33的变化速率，使端口2与端口3在移相角变化时，单位开关周期内端口2与端口3的方波电压正负幅值的伏秒积为零、电感L2′和L3′仍能实现伏秒平衡，进而得出该假设下端口2和端口3的移相角变化前后的电流关系，依据该电流关系得出三端口隔离式DC/DC变换器直流偏置抑制数学模型。

4.根据权利要求3所述的三端口隔离式DC/DC变换器暂态直流偏置的抑制方法，其特征在于，所述步骤S23的假设成立时有：其中，各端口的开关管分别用Six表示，Six表示第i个电压源型H桥模块的开关管x，i＝(1,2,3)，x＝(1,2,3,4)； θ22(k-1)为开关管S22在前一开关周期关断时刻，i22(θ22(k-1))为开关管S22在前一开关周期关断时刻的i22值；θ22(k)为开关管S22在当前开关周期关断时刻，i22(θ22(k)) 为开关管S22在当前开关周期关断时刻的i22值；θ32(k-1)为开关管S32在前一开关周期关断时刻，i33(θ32(k-1))为开关管S32在前一开关周期关断时刻的i33值；θ32(k)为开关管S32在当前开关周期关断，i33(θ32(k))为开关管S32在当前开关周期关断时刻的i33值；θ21为开关管S21关断时刻，θ24为开关管S24关断时刻，θ31为开关管S31关断时刻，θ34为开关管S34关断时刻，Vdc2′”为端口2折算到端口1的直流电压，“Vdc3′”为端口3折算到端口1的直流电压；

又因为：

其中， 为前一开关周期端口1与端口2的移相角， 为当前开关周期端口1与

端口2的移相角； 为前一开关周期端口1与端口3的移相角， 为当前开关周期端口1与端口3的移相角；θ23(k)为开关管S23在当前开关周期关断时刻，θ23(k-1)为开关管S23在前一开关周期关断时刻；θ33(k)为开关管S33在当前开关周期关断时刻，θ33(k-1)为开关管S33在前一开关周期关断时刻；

即可得三端口隔离式DC/DC变换器直流偏置抑制数学模型为：

5.根据权利要求4所述的三端口隔离式DC/DC变换器暂态直流偏置的抑制方法，其特征在于，所述步骤S3是通过不同驱动信号组合方法确定满足三端口隔离式DC/DC变换器直流偏置抑制数学模型的端口2和端口3各全控开关管的关断时刻。

6.根据权利要求5所述的三端口隔离式DC/DC变换器暂态直流偏置的抑制方法，其特征在于，所述驱动信号组合方法是在端口2和端口3的斜对角开关管同时关断时，改变端口2与端口3方波电压的占空比，此时端口2和端口3的斜对角开关管的关断时刻为：

7.根据权利要求6所述的三端口隔离式DC/DC变换器暂态直流偏置的抑制方法，其特征在于，所述驱动信号组合方法的实现采用电压闭环调制方法，是先将端口2的电压参考值V2ref与端口2的实际电压V2经一PI控制环节后得到 然后将 经过一个单位开关延迟模块即Z-1得到 再将 与 相加后除以2得到θ21和θ24的关断时刻；并将端口3的参考电压V3ref与端口3的实际电压V3经另一PI控制环节后得到 经一单

位开关延迟模块即Z-1得到 与 相加后除以2得到θ31和θ34的关断时刻。

8.根据权利要求5所述的三端口隔离式DC/DC变换器暂态直流偏置的抑制方法，其特征在于，所述驱动信号组合方法是通过独立控制端口2和端口3的斜对角开关管的关断时刻，在端口2和端口3的方波电压中加入与各自移相角相关的零电压阶段，此时端口2和端口3的斜对角开关管的关断时刻为：

9.根据权利要求8所述的三端口隔离式DC/DC变换器暂态直流偏置的抑制方法，其特征在于，所述驱动信号组合方法的实现采用电压闭环调制方法，是先将端口2的电压参考值V2ref与端口2的实际电压Vdc2经过一个PI环节后得到 然后将 经过一个单位开关延迟模块即Z-1得到 对应θ21的关断时刻， 对应θ24的关断时刻；并将端口3的参考电压V3ref与端口3的实际电压Vdc3经过一个PI环节后得到 经过一个

单位开关延迟模块即Z-1得到 对应θ31的关断时刻， 对应θ34的关断时

刻。

说明书

三端口隔离DC/DC式变换器暂态直流偏置的抑制方法

技术领域

[0001] 本发明属于三端口隔离DC/DC变换器控制领域，涉及一种三端口隔离式DC/DC变 换器的暂态直流偏置的抑制方法。

背景技术

[0002] 大力发展分布式光伏发电，是促进我国可再生能源开发利用、推进能源结构调整的 重要举措。“PV阵列+蓄电池+母线负载”构成的三端口隔离式DC/DC变换器(triple active bridge,TAB)，每两个端口间均可实现功率的传输与变换，相较于双有源桥直流变换器 (dual active bridge，DAB)而言，控制灵活性更高，供电可靠性更好。其中，高频变压 器的应用不仅可以实现端口间的完全隔离与电压匹配，还可以极大的减小装置体积与重 量，提升装置的整体变换效率。因此，TAB作为分布式光伏接入直流配电系统的一种积 极探索与尝试，已成为新能源发电技术的关键研究热点之一。

[0003] 目前有关TAB的研究工作基本还停留在初步的理论研究与探讨阶段，仍存在大量的 理论与共性关键技术问题有待解决。和传统DAB类似，TAB也是通过改变端口间方波 电压的移相角来调节输出功率的大小及方向(传统移相控制)。在暂态调节过程中，移 相角的动态变化会打破电感的伏秒平衡，进而在变换器端口电感及变压器铁芯上产生直 流偏置电流。电感的直流偏置电流会在开关器件中引入过大的峰值电流，增大开关损耗， 严重时造成开关器件的损坏。变压器铁芯的直流偏置电流会导致铁芯工作时的磁化曲线 不再关于原点对称，当偏磁严重时，铁芯将进入单向深度饱和，磁化电流剧增，铁芯损 耗与温升增加，变换器效率降低。因此，探索TAB直流偏置的抑制方法对变换器及其关 键部件的安全运行至关重要。

[0004] 目前关于TAB/DAB直流偏置抑制方法的研究大多基于模态分析法，未能清晰的对 其偏置机理进行剖析，或需增加额外的硬件设施，且无法同时解决串联电感及变压器励 磁电感的直流偏置问题。李微，周雪松，马幼捷，高志强，杨良.三端口直流微网母线电 压控制器及多目标控制[J].电工技术学报，2019,34(01)：92-102，针对三端口功率耦合 的问题，从硬件参数和驱动频率的角度提出了减小功率耦合的方法，实现了兼顾电压动 态调节、端口功率分配及软开关的多目标优化控制。但是没有分析暂态过程中，各端口 高频链电流的直流偏置问题。Zhao C,Round S D,Kolar J W.An Isolated Three-Port Bidirectional DC-DC Converter With Decoupled Power Flow Management[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2008,23(5):2443-2453和涂春鸣,栾思平,肖凡,et al.三 端口直流能量路由器在TCM调制下的优化控制策略[J].电网技术,2018,42(8):2503-2511 针对变换器开关管及变压器的损耗问题，提出了减小整体损耗，提高整体效率的优化控 制策略，但忽略了直流偏置引起的损耗剧增现象。Ortiz G,Fassler L,Kolar J W,et al.Flux Balancing of Isolation Transformers and Application of“The Magnetic Ear”for Closed-Loop Volt–Second Compensation[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2014, 29(8):4078-4090针对高频变压器的直流偏置分量，提出了一种非侵入式直流磁化分量的 主动补偿方法。但是没有考虑暂态过程中各端口电感电流直流偏置分量的抑制。Zhao B,Song Q,Liu W H,et al.Transient DC Bias and Current Impact Effects of High-Frequency-Isolated Bidirectional DC-DC Converter in Practice[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2016,31(4):3203-3216提出了DAB暂态直流偏置的抑制策略，可在一 个周期内同时抑制各端口电感及高频变压器励磁电感的直流偏置。但其主要是通过模态 分析法对变换器各个状态进行分解计算，过程较为复杂且难以应用到三端口以及多端口 变换器。杭丽君,吕征宇,Josep M.Guerrero.中大功率单级功率因数校正变换器中的偏磁 分析及其数字化抑制技术[J].中国电机工程学报,2009,29(3):14-22针对功率因素校正变 换器中变压器的偏置问题，提出了一种基于数字控制的偏置抑制策略，但对于电感直流 偏置电流的抑制不具有适用性。雷涛,李龙春,邬岑颖,et al.双有源桥DC-DC暂态直流 偏置分析和抑制策略研究[J].电气工程学报,2018,13(7):8-
15提出了一种基于预测电流法 的PI控制策略，实现了电感电流直流偏置的抑制，但是该方法需增加电流传感器，且无 法解决高频变压器励磁电流的偏置问题。

发明内容

[0005] 本发明的目的在于提供一种三端口隔离式DC/DC变换器暂态直流偏置的抑制方法， 以解决传统移相控制下三端口隔离DC/DC变换器的暂态调节过程中，由于移相角变化， 在变换器各端口电感及变压器铁芯上产生直流偏置电流而影响TAB及其关键部件安全运 行的问题，及现有给予模态分析的TAB直流偏置抑制方法需增加额外的硬件设施且无法 同时解决串联电感及变压器励磁电感的直流偏置的问题。

[0006] 本发明所采用的技术方案是，三端口隔离式DC/DC变换器暂态直流偏置的抑制方 法，具体步骤如下：

[0007] 步骤S1、分析移传统相控制下TAB暂态直流偏置的形成机理，确定TAB暂态直流 偏置的形成原因；

[0008] 步骤S2、基于TAB暂态直流偏置的形成原因，建立其直流偏置抑制数学模型；

[0009] 步骤S3、确定满足TAB直流偏置抑制数学模型的驱动信号组合方法，抑制TAB暂 态直流偏置。

[0010] 进一步的，所述步骤S1分析移相控制下TAB暂态直流偏置的形成机理，是先以电 压单独作用时其串联电感恒定满足伏秒平衡的电压为50％的方波电压的端口1作为参考， 将端口2和端口3折算到端口1，得到TAB的Y型等效电路；然后以端口1的移相角为 基准，在端口2和端口3移相角变化时，依据TAB的移相控制稳态波形及TAB每个开 关周期中前后半个周期内各端口电感电流相等且方向相反的关系，分析各端口间与 和  相关的功率传输关系、 与 变化时各端口电流的直流偏置分量和 与 变化 时变压器励磁电流的直流偏置分量， 为端口1的方波电压Vac1和端口2折算到端口1 的方波电压Vac2'之间的移相角， 为端口1的方波电压Vac1和端口3折算到端口1的方 波电压Vac3'之间的移相角。

[0011] 进一步的，所述确定出TAB暂态直流偏置的形成原因是：传统移相控制下TAB实 际运行过程中，负载瞬态变化、输入侧功率波动及TAB工作模式切换的过程中，端口2 和端口3的移相角会随之发生改变，但传统移相控制下端口1、端口2和端口3的方波电 压占空比恒定不变，且各端口同一桥臂上的全控开关管均为180°互补导通，各端口斜对 角全控开关管同时开通与关断，使得在端口2与端口3的移相角变化时，其方波电压不 能在单位周期内实现伏秒平衡。

[0012] 进一步的，所述步骤S2的具体过程如下：

[0013] 步骤S21、依据TAB的Y型等效电路确定各端口电压单独作用时TAB的等效电路；

[0014] 步骤S22、依据TAB的Y型等效电路、各端口电压单独作用时TAB的等效电路， 由叠加定理得到实际运行时TAB各端口电流i1、i2'、i3'及变压器励磁电感L0的电流i0关于 i11、i22、i33的表达式，因此，通过抑制i11、i22、i33的直流偏置即可同时抑制TAB各端口 串联电感的直流偏置分量和变压器励磁电感的直流偏置分量；其中，i1为端口1的串联 电感L1的高频链电流，i2′为端口2折算到端口1的等效电感L2′的高频链电流，i3′为端口 3折算到端口1的等效电感L3′的高频链电流，i11表示端口1的方波电压Vac1单独作用时 电感L1的高频链电流，i22为端口2折算到端口1的方波电压Vac2′单独作用时电感L2′的高 频链电流，i33为端口3折算到端口1的方波电压Vac3′单独作用时电感L3′的高频链电流；

[0015] 步骤S23、因端口1的方波电压Vac1是占空比为50％的方波电压，其单独作用时， 电感L1恒定满足伏秒平衡，故依据TAB暂态直流偏置的形成原因，假设在负载瞬态变 化、输入侧功率波动及TAB工作模式切换时，能够控制电流i22和i33的变化速率，使端 口2与端口3在移相角变化时，单位开关周期内端口2与端口3的方波电压正负幅值的 伏秒积为零、电感L2′和L3′仍能实现伏秒平衡，进而得出该假设下端口2和端口3的移相 角变化前后的电流关系，依据该电流关系得出TAB直流偏置抑制数学模型。

[0016] 进一步的，所述步骤S23的假设成立时有：

[0017]

[0018]

[0019] 其中，θ22(k-1)为开关管S22关断时刻，i22(θ22(k-1))为开关管S22在前一开关周期关断时 刻的i22值；θ22(k)为开关管S22在当前开关周期关断时刻，i22(θ22(k))为开关管S22在当前开 关周期关断时刻的i22值；θ32(k-1)为开关管S32在前一开关周期关断时刻，i33(θ32(k-1))为开关 管S32在前一开关周期关断时刻的i33值；θ32(k)为开关管S32在当前开关周期关断，i33(θ32(k)) 为开关管S32在当前开关周期关断时刻的i33值；θ21为开关管S21关断时刻，θ24为开关管 S24关断时刻，θ31为开关管S31关断时刻，θ34为开关管S34关断时刻；

[0020] 又因为：

[0021]

[0022] 其中， 为前一开关周期端口1与端口2的移相角， 为当前开关周期端 口1与端口2的移相角； 为前一开关周期端口1与端口3的移相角， 为当 前开关周期端口1与端口3的移相角；

[0023] 即可得TAB直流偏置抑制数学模型为：

[0024]

[0025] 进一步的，所述步骤S3是通过不同驱动信号组合方法确定满足TAB直流偏置抑制 数学模型的端口2和端口3各全控开关管的关断时刻。

[0026] 进一步的，所述驱动信号组合方法是在端口2和端口3的斜对角开关管同时关断时， 改变端口2与端口3方波电压的占空比，此时端口2和端口3的斜对角开关管的关断时 刻为：

[0027]

[0028] 进一步的，所述驱动信号组合方法的实现采用电压闭环调制方法，是先将端口2的 电压参考值V2ref与端口2的实际电压V2经一PI控制环节后得到 然后将 经 过一个单位开关延迟模块即Z-1得到 再将 与 相加后除以2得到θ21和 θ24的关断时刻；并将端口3的参考电压V3ref与端口3的实际电压V3经另一PI控制环节 后得到经一单位开关延迟模块即Z-1得到 与 相加后 除以2得
到θ31和θ34的关断时刻。

[0029] 进一步的，所述驱动信号组合方法是通过独立控制端口2和端口3的斜对角开关管 的关断时刻，在端口2和端口3的方波电压中加入与各自移相角相关的零电压阶段，此 时端口2和端口3的斜对角开关管的关断时刻为：

[0030]

[0031] 进一步的，所述驱动信号组合方法的实现采用电压闭环调制方法，是先将端口2的 电压参考值V2ref与端口2的实际电压Vdc2经过一个PI环节后得到 然后将 经 过-1一个单位开关延迟模块即Z 得到 对应θ21的关断时刻， 对应θ24的 关断
时刻；并将端口3的参考电压V3ref与端口3的实际电压Vdc3经过一个PI环节后得到 经过一个单位开关延迟模块即Z-1得到 对应θ31的关断时刻， 
对应θ34的关断时刻。

[0032] 本发明的有益效果是，在叠加定理的基础上深入剖析了暂态直流偏置的形成机理， 推导了直流偏置抑制方法的数学模型，通过改进驱动信号调制策略，提出了TAB暂态直 流偏置的抑制策略，可在单位开关周期内同时抑制各端口高频链电流及变压器励磁电流 的直流偏置分量，不需要增加额外的硬件设施，且实现原理简单。解决了传统移相控制 下三端口隔离DC/DC变换器的暂态调节过程中，由于移相角变化，在变换器各端口电感 及变压器铁芯上产生直流偏置电流而影响TAB及其关键部件安全运行的问题，及现有给 予模态分析的TAB直流偏置抑制方法需增加额外的硬件设施且无法同时解决串联电感及 变压器励磁电感的直流偏置的问题。

附图说明

[0033] 为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有 技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本 发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还 可以根据这些附图获得其他的附图。

[0034] 图1是本发明TAB的拓扑结构示意图；

[0035] 图2(a)是TAB原始等效电路；

[0036] 图2(b)是TAB折算到端口1的Y型等效电路；

[0037] 图3是以端口1的方波电压为参考，端口2和端口3移相角变化时TAB的六种工作 模式示意图；

[0038] 图4是TAB移相控制下的稳态波形图；

[0039] 图5是移相角变化时的TAB波形图；

[0040] 图6(a)是端口1电压单独作用时TAB的等效电路图；

[0041] 图6(b)是端口2电压单独作用时TAB的等效电路图；

[0042] 图6(c)是端口3电压单独作用时TAB的等效电路图；

[0043] 图7是各端口电压单独作用时的TAB波形图；

[0044] 图8(a)是端口2和端口3开关管的驱动信号组合策略1示意图；

[0045] 图8(b)是端口2和端口3开关管的驱动信号组合策略2示意图；

[0046] 图9是本发明暂态直流偏置抑制策略下TAB各端口电压电流的波形图；

[0047] 图10是驱动信号组合方法1下TAB各端口相应特性图；

[0048] 图11是驱动信号组合方法2下TAB各端口相应特性图；

[0049] 图12是传统移相控制时TAB各端口相应特性图；

[0050] 图13(a)是传统控制策略下TAB瞬态相应图；

[0051] 图13(b)是传统控制策略下TAB稳态后端口电流放大图；

[0052] 图14(a)是本发明控制策略下TAB瞬态相应图；

[0053] 图14(b)是本发明控制策略下TAB稳态后端口电流放大图；

[0054] 图15(a)是采用驱动组合方法2时端口1和端口2的方波电压波形图；

[0055] 图15(b)是采用驱动组合方法2时端口1和端口2的电感电流波形图；

[0056] 图15(c)是采用调制策略2时端口3电感电流与变压器励磁电流波形图；

[0057] 图16(a)是本发明驱动信号调制策略下端口3的电感电流波形图；

[0058] 图16(b)是本发明驱动信号调制策略下端口3的变压器励磁电流波形图。

具体实施方式

[0059] 下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整 地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基 于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有 其他实施例，都属于本发明保护的范围。

[0060] 1.移相控制下TAB工作原理

[0061] 1.1TAB等效电路模型

[0062] 图1为本发明研究的隔离式TAB变换器的拓扑结构，其主要由三个电压源型H桥模 块、电感和高频变压器组成。三绕组变压器变比为1：n2：n3，各H桥端口直流电压为 Vdc1、Vdc2和Vdc3、方波电压为Vac1、Vac2和Vac3，电感L1的高频链电流为i1，L2的高频链 电流为i2，L3的高频链电流为i3。L1、L2和L3分别为各端口串联电感，L0为变压器励 磁电感。各端口的开关管分别用Six表示，Six表示第i个电压源型H桥模块的开关管x， i＝(1,2,3)，x＝(1,2,3,4)。

[0063] 图2(a)为TAB原始等效电路，图2(b)为TAB折算到端口1的Y型等效电路。 Vac2′为端口2折算到端口1的方波电压，Vac3′为端口3折算到端口1的方波电压，L2′为 端口2折算到端口1的等效电感，L3′为端口3折算到端口1的等效电感，i2′为端口2折 算到端口1的等效电感L2′的高频链电流，i3′为端口3折算到端口1的等效电感L3′的高频 链电流，V0为变压器中性点电压、i0为变压器励磁电流。各变量的折算关系如式(1)所 示：

[0064]

[0065] 1.2移相控制下的稳态分析

[0066] 以端口1的方波电压为参考，可以得到端口2和端口3移相角变化时变换器的六种 工作模式，如图3所示。其中， 为方波电压Vac1和Vac2'之间的移相角， 为方波电压 Vac1和Vac3'之间的移相角。

[0067] 以端口1的移相角为基准，端口2与端口3的移相角滞后于端口1为例，其移相控 制下的稳态波形如图4所示，根据能量守恒定律，每个开关周期内电感L1、L2'、L3'上的电 流i1、i2'、i3'的平均值为零，且前后半个周期内电感电流相等，方向相反，如式(2)所示：

[0068]

[0069] 根据图4及式(2)进一步求得各端口间的功率传输关系如式(3)所示：

[0070]

[0071] 其中，P12表示端口1传输到端口2的功率，P23表示端口2传输到端口3的功率， P31表示端口3传输到端口1的功率。

[0072] 因 由式(3)可知，通过控制 和 即可实现各端口间能量的传 递与平衡。同样的，端口间传递能量改变时，移相角也需随之发生改变。

[0073] 2.TAB暂态直流偏置的量化分析

[0074] 假设电路完全对称，负载功率稳定，各端口方波电压的移相角恒定不变，则一个周 期内电感的伏秒积为零，各端口电流及变压器铁芯的磁化电流不存在直流偏置，如图4 所示。但在实际运行过程中，这个前提很难满足，特别是在负载瞬态变化、输入侧功率 波动及各工作模式切换的过程中，各端口的移相角会随之发生改变，因此直流偏置现象 是多端口变换器应用过程中难以避免的关键问题之一。尤其是应用于大功率场合时，较 大的直流偏置电流会对装置及其关键部件的可靠性造成巨大威胁。

[0075] 图5给出了 及 增大时各端口电压电流、变压器中性点电压及励磁电流的波形。 其中，Δi1、Δi2'、Δi3'及Δi0分别为各端口电流及变压器励磁电流的直流偏置分量。

[0076] 由于变压器漏感远大于各端口的等效串联电感，即L0＞＞L1,L0＞＞L2',L0＞＞L3'，在各 端口参数对称的情况下满足式(4)所示：

[0077]

[0078] 由此可得到各端口高频链电流i1、i2'、i3'在 增大至 增大至 时，其直流偏置分量如式(5-7)所示：

[0079]

[0080]

[0081]

[0082] 其中，w＝2πfs，fs为开关频率。

[0083] 由式(5～7)不难发现，随着端口数量的增多，各端口移相角组合方式多样，利用模 态分析法推导各端口移相角与高频链电流直流偏置的关系，显得极为复杂。因此，针对 三端口及多端口变换器，亟需一种简化的、较为直观的方法对其暂态直流偏置电流进行 分析和抑制。

[0084] 3.基于驱动信号组合的暂态直流偏置抑制方法

[0085] 三端口变换器的传统控制方法是在各端口方波电压占空比恒定的前提下，改变其移 相角来实现各端口能量的传递，然而该方法不可避免的会导致暂态直流偏置分量的产生。 基于此，本发明在叠加定理的基础上深入剖析了暂态直流偏置的形成机理，推导了直流 偏置抑制方法的数学模型，通过改进驱动信号调制策略，可在单位开关周期内抑制暂态 直流偏置分量。该方法不需要增加额外的硬件设施，实现原理简单。

[0086] 3.1.暂态直流偏置机理及其抑制方法的数学模型

[0087] 图6为依据图2(b)得出的各端口电压单独作用时TAB的等效电路图，其中，i11表示Vac1单独作用时电感L1的高频链电流，i12表示Vac1单独作用时等效电感L2′的高频链 电流，i13表示Vac1单独作用时等效电感L3′的高频链电流，i10表示Vac1单独作用时励磁电 感L0的高频链电流，i21表示Vac2′单独作用时电感L1的高频链电流，i22表示Vac2′单独作 用时等效电感L2′的高频链电流，i23表示Vac2′单独作用时等效电感L3′的高频链电流，i20表示Vac2′单独作用时励磁电感L0的高频链电流，i31表示Vac3′单独作用时电感L1的高频 链电流，i32表示Vac3′单独作用时等效电感L2′的高频链电流，i33表示Vac3′单独作用时等效 电感L3′的高频链电流，i30表示Vac3′单独作用时励磁电感L0的高频链电流。

[0088] 根据图2(b)及图6(a)～(c)的等效电路图，由叠加定理可得，实际运行时各端 口电感及变压器励磁电感的电流如式(8)所示：

[0089]

[0090] 进一步可以得到i1、i2'、i3'及i0关于i11、i22、i33的表达式如式(9)所示：

[0091]

[0092] 由式(9)可以发现，若i11、i22、i33不存在直流偏置，则i1、i2'、i3'及i0均不存在直流 偏置。因此，通过抑制i11、i22、i33的直流偏置即可同时抑制串联电感及励磁电感的直流 偏置分量。

[0093] 图7给出了各端口电压单独作用时i11、i22、i33的波形图，其中传统移相控制(传统 调制策略)为虚线表示，本发明的暂态直流偏置抑制方法控制(本发明调制策略)为实 线表示。传统移相控制下端口各桥臂上的全控功率管均为180°互补导通，斜对角全控功 率管同时开通与关断。因此，各端口等效电压Vaci均为50％占空比、幅值为±Vdci的方波 电压，端口1的等效电压指Vac1，端口的等效电压指2Vac2′，端口3的等效电压指Vac3′。 从图7中可以发现，当端口2移相角 增大至 端口3移相角 增大至  各端口电压单独
作用时对应的电流i11、i22、i33会产生暂态直流偏置，如图中的虚 线部分所示。该直流偏置分量通过式(9)可引起i1、i2'、i3'及i0的直流偏置。同样的，端 口2和端口3的移相角减小时也会产生暂态直流偏置。

[0094] 由于端口1电压为50％的方波电压，其单独作用时，电感L1恒定满足伏秒平衡。因 此，若能独立控制端口2与端口3斜对角开关管的关断时间，保证其方波电压正负幅值 的伏秒积为零，即可控制电流i22和i33的变化速率，使其在移相角变化时，仍能在单位周 期内实现伏秒平衡。

[0095] 基于该假设，结合图7可推导得到公式(10)和公式(11)，其中θix对应开关管Six的关断时刻，i＝(2,3)，x＝(1,2,3,4)。因此，移相控制时若能保证i22和i33满足式(10)即 可实现直流偏置分量的抑制。

[0096]

[0097] 其中，θ22(k-1)为开关管S22关断时刻，i22(θ22(k-1))为开关管S22在前一开关周期关断时 刻的i22值；θ22(k)为开关管S22在当前开关周期关断时刻，i22(θ22(k))为开关管S22在当前开 关周期关断时刻的i22值；θ32(k-1)为开关管S32在前一开关周期关断时刻，i33(θ32(k-1))为开关 管S32在前一开关周期关断时刻的i33值；θ32(k)为开关管S32在当前开关周期关断，i33(θ32(k)) 为开关管S32在当前开关周期关断时刻的i33值。

[0098]

[0099] 其中，θ21为开关管S21关断时刻，θ24为开关管S24关断时刻，θ31为开关管S31关断时 刻，θ34为开关管S34关断时刻。

[0100] 化简公式(11)得：

[0101]

[0102]

[0103] 其中， 为前一开关周期端口1与端口2的移相角， 为当前开关周期端 口1与端口2的移相角； 为前一开关周期端口1与端口3的移相角， 为当 前开关周期端口1与端口3的移相角。

[0104] 综合式(12)与(13)可得式(14)：

[0105]

[0106] 即当端口2及端口3各开关管的驱动信号满足式(14)时，理论上可在一个开关周 期内同时抑制各端口高频链电流及变压器励磁电流的直流偏置电流。由推导过程可以发 现，该方法不受各端口电压幅值及电感参数的影响，无需增加额外的硬件设施，具有较 强的可移植性。

[0107] 3.2.驱动信号组合

[0108] 满足式(14)的驱动信号有多种组合方式，其中较为直观的两种组合方式如式(15) 和式(16)所示：

[0109]

[0110]

[0111] 图8(a)对应式(15)方式下端口2和端口3开关管的驱动信号组合方法(驱动组 合方法1)，采用电压闭环调制方法，端口2的电压参考值V2ref(基准值)与端口2的 实际电压Vdc2经过一个PI环节后得到 经过一个单位开关延迟模块即Z-1得  到与 相加除以2即可得到式(15)中θ21,θ24的关断时刻，并实时将 端口2
的实际电压Vdc2反馈至输入端进行闭环控制，使其尽可能靠近电压参考值V2ref。 端口3的参考电压V3ref与端口3的实际电压Vdc3经过一个PI环节后得到 经 过一个单位开
关延迟模块即Z-1得到 与 相加除以2即可得到式(15) 中θ31,θ34的关断
时刻，并实时将端口3的实际电压Vdc3反馈至输入端进行闭环控制，使 其尽可能靠近电压参考值V3ref。

[0112] 图8(b)对应式(16)方式下端口2和端口3开关管的驱动信号组合方法(驱动组 合方法2)，端口2的电压参考值V2ref与端口2的实际电压Vdc2经过一个PI环节后得到 经过一个单位开关延迟模块即Z-1得到 对应式(16)中θ21的关断时刻， 对应式(16)中θ24的关断时刻。端口3的参考电压V3ref与端口3的 实际电压Vdc3经过一个PI环节后得到 经过一个单位开关延迟模块即Z-1得  到
对应式(16)中θ31的关断时刻， 对应式(16)中θ34的关断时刻。 可以发
现该方法无需增加额外的硬件设施，仅需使用一个延迟模块延迟一个开关周期即 可实现直流偏置分量的抑制。

[0113] 图9为式(15)驱动组合方式下，各端口电压电流的波形图。当端口2移相角由增大至 端口3移相角由 增大至 时，i1、i2'、i3'及i0的正负峰值均跟随 移相角的变化而变化，且能在一个开关周期内实现直流偏置分量的自动抑制，达到新的 稳定状态。

[0114] 以端口1的移相角为基准，时的分析方法及暂态直流偏置的抑制方法均与上述以端口1的移相角为基准，端口2 与端口3的移相角滞后于端口1的原理相同。

[0115] 4.仿真及实验验证

[0116] 为验证所提直流偏置抑制方法的正确性和有效性，在MATLAB/Simulink平台下搭建 了如图1所示仿真模型，主要参数设置见表1。

[0117] 表1 TAB变换器相关参数

[0118]参数 数值 参数 数值
变压器变比n1/n2/n3 1/0.5/0.5 开关频率fs/kHz 5
输入电压Vdc1/V 400 励磁电感L0/mH 5
输出电压Vdc2/V 150 直流电容C2/uF 500
输出电压Vdc3/V 200 直流电容C3/uF 500

[0119] 4.1移相角跳变时各端口相应特性

[0120] 端口2与端口3的移相角按照2π/6、2π/4、2π/2单位开关周期跳变时，基于本发明 所提直流偏置抑制方法下各端口响应特性如图10和图11所示。图10对应驱动组合方法 1即对应式(15)，图11对应驱动组合方法2即对应式(16)。端口1和端口2的电压 波形见图10(a)，电流波形见图10(b)，端口2与端口3的移相角同时按照 2π/6、2π/4、2π/2变化，所以，端口2与端口3的方波电压除了幅值不一样(一个是150V， 一个是200V)，其它的都一样。从图10(b)及图11(b)各端口电流图可以发现，一 个开关周期内，驱动组合方法1和驱动组合方法2中各电流的峰峰值及峰谷值均能跟随 移相角的变化而变化，并始终保持相等。图11(a)中端口2的交流侧电压为三电平即 +150V，0V及-150V，图11(a)中的电压是端口1与端口2的电压波形。因为端口2与 端口3的移相角同时按照变化，所以，端口2与端口3的方波电压除了幅值不一样(一 个是150V，一个是200V)，其它的都一样。与3.1分析一致，即通过加入与移相角相关 的零电压阶段，使得单位开关周期内各端口方波电压正负幅值的伏秒积为零，改变了端 口电流的上升速率，进而在单位周期内抑制了由于移相角变化而带来的直流偏置问题。

[0121] 传统移相控制时，各端口的响应特性如图12所示，移相角变化时各端口电流及励磁 电流会单向增大或减小。当移相角由2π/6跳变为2π/4时，i1出现6.44A正偏置，i2出现 -5.37A的负偏置，i3出现-1.61A的负偏置，i0出现-1.07A的负偏置。当移相角由2π/4跳 变为2π/2时，i1出现19.96A的正偏置，i2出现-16.32A的负偏置，i3出现-4.76A的负偏 置，i0出现-
0.54A的负偏置。当移相角减小时其变化趋势相反。因此，可直观的发现， 移相角变化越大，即功率变化越大时，各端口电流的偏置现象越明显，进而对系统安全 运行的危害也越大。

[0122] 4.2.输出功率突变时各端口响应特性

[0123] 为分析负荷波动时各端口的瞬态特性，设置系统仿真方案如下：初始工况时端口2 与端口3的直流负荷额定功率分别为900W和1.3kW，端口2与端口3的额定输出电压 分别为150V和200V；0.25s时端口3的输出功率从1.3kW阶跃到2.7kW。

[0124] 图13(a)为传统调制策略下系统动态过程的仿真波形，由图13(a)可以发现，随 着功率的突增，端口2与端口3的电压在0.25s时都发生了暂态跌落，并在电压环的调节 下于35ms后恢复为额定值。由图13(b)中端口电流的放大图可以发现，各端口电流也 出现了不同程度的直流偏置，稳态后i1出现了-1.9A的直流偏置，i2出现-2.64A的直流偏 置，i3出现+
4.53A的直流偏置，i0出现-0.01A的直流偏置。

[0125] 本发明驱动组合方法2下系统动态过程的仿真波形如图14(a)所示。从图14(a) 可以看出，端口2与端口3的输出电压随着功率的突增发生了暂态跌落，在35ms后恢复 为额定值。由图14(b)中端口电流的放大图可以发现，各端口电流及变压器励磁电流在 整个暂态过程中均能保持正负峰值相等，在达到稳态后仍满足伏秒平衡，无直流偏置。

[0126] 图15(a)～(c)为采用本发明驱动组合方法2时各端口响应特性的试验波形。与前 述理论及仿真分析一致，通过加入与移相角相关的零电压阶段，调节端口电流的变化速 率，进而可实现直流偏置的抑制。在移相角按2π/6、2π/4和2π/2周期跳变时，各端口 电流及变压器励磁电流的正负峰值能均能跟随移相角的变化而变化，可在单位开关周期 内抑制直流偏置分量。

[0127] 端口3功率突增时，本发明驱动信号组合方法2下系统的试验波形如图16(a)～(b) 所示。与前述的理论及仿真分析一致，可以发现，在暂态及稳态过程中，端口电流及变 压器励磁电流均能保持伏秒平衡关系，无偏置电流产生。

[0128] 本发明针对TAB在动态过程中由于移相角变化，各端口电感及变压器励磁电感的伏 秒平衡关系被破坏，各端口高频链电流中存在暂态直流冲击和直流偏置的问题，剖析了 暂态直流偏置的形成机理，构建了直流偏置抑制方法的数学模型。不同于占空比恒定的 移相控制方法，本发明通过独立控制各开关管的开通与关断，根据移相角的变化改变各 端口方波电压的占空比或在斜对角开关同时关断时加入与移相角相关的零电压阶段，使 占空比会跟随移相角的变化而变化，进而可在一个开关周期内同时抑制各端口高频链电 流及变压器励磁电流的直流偏置分量。基于MTALAB/Simulink的仿真分析及RT-LAB的 实验结果验证了所提方法的正确性和有效性，可以得到以下结论：

[0129] 1)在移相角恒定不变的稳态过程中，各端口串联电感及变压器漏感在一个开关周期 内满足伏秒平衡关系，不存在直流偏置现象。但是随着移相角增大(减小)，传输功率 增加(减小)，电感的伏秒平衡关系被破坏，进而产生直流偏置现象，导致开关管电流 应力增大，高频变压器单向饱和，影响变换器的安全运行。

[0130] 2)基于直流偏置形成机理的理论分析，改变各端口方波电压的占空比或加入与移相 角相关的零电压阶段，可在一个开关周期内抑制各端口高频链电流的偏置现象。通过推 导过程可以发现，该方法可以衍生出多种驱动信号的组合方式，且均独立于变换器的电 路参数，无需增加额外的硬件设施，操作简单，具有较好的推广性和可移植性。

[0131] 3)该方法不仅在移相角单步连续阶跃跳变时具有显著的效果，在输出电压动态调节 过程中，移相角连续微小变化时同样具有明显的偏置抑制效果。当输出功率突变时，移 相角发生暂态大幅突变，最终达到新稳态，在整个暂态及稳态过程中，各端口串联电感 及变压器励磁电感均能保持伏秒平衡，无偏置分量。

[0132] 以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本 发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范 围内。