一种驱动芯片的供电电源及驱动电路

摘要

本发明公开了一种驱动芯片的供电电源及驱动电路，包括：时序模块，电力电子开关模块、能量流通路径选择模块、短时稳压模块和长时稳压模块；电力电子开关模块的状态控制端连接至时序模块的输出端；能量流通路径选择模块的能量输入端连接至电力电子开关模块的能量输出端；短时稳压模块的输入端连接至能量流通路径选择模块的第一输出端，输出作为供电电源负压输出端；长时稳压模块的输入端连接至能量流通路径选择模块的第二输出端，输出作为供电电源正压输出端；短时稳压模块用于存储能量并调整负压输出的幅值，在带载时实现降低负压输出幅值，在对管关断本管开通前的死区时间内使输出负压幅值为0或尽可能低。本发明可以防止误导通、降低反向导通续流损耗。

权利要求

1.一种驱动芯片的供电电源，其特征在于，包括：时序模块(1)，电力电子开关模块(2)、能量流通路径选择模块(3)、短时稳压模块(4)和长时稳压模块(5)；

所述电力电子开关模块(2)的状态控制端连接至所述时序模块(1)的输出端；

所述能量流通路径选择模块(3)的能量输入端连接至所述电力电子开关模块(2)的能量输出端，所述短时稳压模块(4)的输入端连接至所述能量流通路径选择模块(3)的第一输出端，所述长时稳压模块(5)的输入端连接至所述能量流通路径选择模块(3)的第二输出端，所述短时稳压模块(4)的输出作为供电电源负压输出端；所述长时稳压模块(5)的输出作为供电电源正压输出端；

所述时序模块(1)用于根据外部的对管控制信号按照时序先后输出第一控制信号和第二控制信号；所述时序模块(1)包括：电容Cc1、电容Cc2，电阻Rc1、电阻Rc2、电阻Rc3、电阻Rc4，比较器COMP和NPN三极管Qc；

电容Cc1的一端作为所述时序模块(1)的输入端用于连接外部的对管控制信号，电容Cc1的另一端连接NPN三极管Qc的基极；NPN三极管Qc的发射极连接电源Vs负极，集电极连接电阻Rc2的一端，Rc2的另一端连接电源Vs正极；

电阻Rc1连接在NPN三极管Qc的基极与发射极之间；

电容Cc2连接在NPN三极管Qc的集电极与发射极之间；

电阻Rc3的一端接电源Vs正极，另一端接电阻Rc4的一端；

电阻Rc4的另一端连接电源Vs负极；

NPN三极管Qc集电极连接比较器COMP的正输入端，电阻Rc3与电阻Rc4的连接点接比较器COMP的负输入端，比较器COMP的输出端作为所述时序模块的输出端；

所述电力电子开关模块(2)用于根据所述第一控制信号工作于第一状态或根据所述第二控制信号工作于第二状态；

所述能量流通路径选择模块(3)用于当所述电力电子开关模块(2)工作于第一状态时传递能量给所述短时稳压模块(4)，当所述电力电子开关模块(2)工作于第二状态时传递能量给所述长时稳压模块(5)；

所述短时稳压模块(4)用于存储能量并调整负压输出的幅值；

所述长时稳压模块(5)用于存储能量并调整正压输出的幅值。

2.如权利要求1所述的供电电源，其特征在于，所述时序模块(1)中第一控制信号切换到第二控制信号的跳变时刻与所述对管控制信号控制对管开通的跳变时刻相同。

3.如权利要求1或2所述的供电电源，其特征在于，所述时序模块(1)输出第一控制信号的持续时间为预设时间tpre；

所述预设时间tpre的取值需保证在电力电子开关模块处于开通状态的时间段内向短时稳压模块提供的能量可使负压输出幅值达到有足够裕量避免误导通的期望幅值。

4.如权利要求1所述的供电电源，其特征在于，所述电力电子开关模块(2)包括：变压器T，开关管Ss和吸收回路；

所述开关管Ss漏极连接至变压器T原边异名端，源极接电源Vs负极，栅极作为所述电力电子开关模块(2)的状态控制端；所述开关管Ss在所述第一控制信号的控制下开通，在第二控制信号的控制下关断；

所述吸收回路连接在变压器T原边的同名端与异名端之间，用于吸收漏感能量；

所述变压器的副边作为所述电力电子开关模块(2)的输出端。

5.如权利要求4所述的供电电源，其特征在于，所述吸收回路包括：电容Cab，电阻Rab和二极管Dab；

电容Cab与电阻Rab并联后一端连接至电源Vs正极，另一端连接至二极管Dab负极，二极管Dab正极连接至变压器T原边异名端。

6.如权利要求1所述的供电电源，其特征在于，所述能量流动路径选择模块(3)包括：二极管D1，二极管D2，二极管D3和电容Cb；

二极管D1负极连接变压器T副边异名端，二极管D1正极作为所述能量流动路径选择模块(3)的第一输出端；

二极管D2正极连接变压器T副边同名端，二极管D2负极连接电容Cb一端，电容Cb另一端连接变压器T副边异名端；

二极管D3正极连接二极管D2负极，二极管D3负极作为所述能量流动路径选择模块(3)的第二输出端。

7.如权利要求1所述的供电电源，其特征在于，所述短时稳压模块(4)包括：电阻R2，稳压管D5，电容C1及二极管D6；

电阻R2一端作为所述短时稳压模块(4)的输入端，电阻R2另一端接稳压管D5正极，稳压管D5负极连接变压器T副边同名端；

电容C1、二极管D6与稳压管D5并联，二极管D6负极接稳压管D5负极，二极管D6正极接稳压管D5正极；稳压管D5负极为负压输出参考地GNDdri，稳压管D5正极为负压输出端VEE。

8.如权利要求1所述的供电电源，其特征在于，所述长时稳压模块(5)包括：电阻R1，稳压管D4，电容C2和电容C3；

电阻R1一端作为所述长时稳压模块(5)的输入端，电阻R1另一端接稳压管D4负极，稳压管D4正极连接变压器T副边同名端；

电容C2一端连接二极管D3负极，电容C2另一端连接变压器T副边同名端；

电容C3与稳压管D4并联；稳压管D4正极为正压输出参考地GNDdri，负极为正压输出端VCC。

9.一种驱动电路，包括：驱动芯片以及用于给所述驱动芯片供电的供电电源，其特征在于，所述供电电源为权利要求1-8任一项所述的供电电源。

说明书

一种驱动芯片的供电电源及驱动电路

技术领域

[0001] 本发明属于开关电源领域，更具体地，涉及一种驱动芯片的供电电源及驱动电路。

背景技术

[0002] GaN HEMT是近年来最先进的器件之一，由于其开关速度快，导通损耗小，被广泛应用于电力电子变换器中。在桥式电路应用中，通常会连接电感作为滤波或负载。由于电感电流不可突变，在桥臂上、下两管均处于关断状态的死区时间内，电流将通过反向导通的GaN HEMT续流(以下简称反向导通续流的GaN HEMT为续流管)。不同于Si MOSFET，GaN HEMT无反并联二极管，但由于自身结构对称，当在GaN HEMT的漏源极上施加反向电压使栅漏极电压高于门槛电压时，亦可实现反向导通；GaN HEMT的反向导通压降与关断时施加的栅源极关断电压Vgs_off(Vgs_off＜0)有关，幅值过大的Vgs_off会导致过大的反向导通电压，从而导致过大的反向导通损耗。

[0003] 此外，由于GaN HEMT开关速度极快，桥式电路开关节点的电压变化速率dv/dt极大。非续流管开通过程的dv/dt会对续流管的栅漏极电容Cgd快速充电，由于驱动回路驱动电阻、杂散电感的存在，Cgd的快速充电会导致关断续流管的栅源极电压Vgs出现正向尖峰。鉴于GaN HEMT的门槛电压极低(通常在1V左右)，尖峰可能超过门槛电压，导致处于关断状态的续流管导通，带来直通威胁。为了保证电路可靠运行，通常需在续流管的关断过程中提供负压Vgs_off(Vgs_off＜0)保证可靠关断。如上所述，幅值过大的Vgs_off会增大了续流管的反向导通损耗，降低系统效率，增大系统的散热负担。

[0004] 针对死区续流期间反向导通损耗大的问题，已有研究提出了一些解决方案，主要从减小死区时间、降低反向导通压降两方面展开。有研究针对运行工况动态改变死区时间，以保证不同工况下的死区皆可最小；但是该方法控制困难，同时增加了上下管直通的可能性；有研究在GaN HEMT上反向并联肖特基二极管，通过二极管续流将反向导通压降将降低至二极管导通压降，但并联二极管会影响GaN HEMT开关过程、引入反向恢复损耗、增加电路成本；有研究提出了三电平驱动的方法，即在死区时间内通过给驱动芯片负压供电端施加一个小于门槛电压的正压，实现给续流GaN HEMT的栅源极施加正压降低反向导通压降，但是该方法在未考虑误导通的问题，且需要配置多个电源并增加额外的电路引入死区时间内的正压；有研究为解决误导通问题在三电平驱动的基础上增加辅助电路产生负压增加安全裕量，但增加辅助电路让驱动电路结构复杂，会引入杂散参数影响GaN HEMT的驱动。

[0005] 现有技术多是从驱动回路上着手解决问题，没有考虑从驱动芯片供电电源的角度出发设计。

发明内容

[0006] 针对现有技术的缺陷，本发明提供了一种驱动芯片的供电电源，其目的在于从供电电源角度实现防止误导通、降低反向导通续流损耗的功能。

[0007] 本发明提供了一种驱动芯片的供电电源，包括：时序模块，电力电子开关模块、能量流通路径选择模块、短时稳压模块和长时稳压模块；电力电子开关模块的状态控制端连接至所述时序模块的输出端；所述能量流通路径选择模块的能量输入端连接至所述电力电子开关模块的能量输出端，所述短时稳压模块的输入端连接至所述能量流通路径选择模块的第一输出端，所述长时稳压模块的输入端连接至所述能量流通路径选择模块的第二输出端，所述短时稳压模块的输出作为供电电源负压输出端；所述长时稳压模块的输出作为供电电源正压输出端；所述时序模块用于根据外部的对管控制信号(以下简称桥式电路中驱动芯片供电电源所驱动的GaN HEMT为本管，驱动芯片供电电源所驱动的GaN HEMT的对管为对管)输出第一控制信号或第二控制信号；所述电力电子开关模块用于根据所述第一控制信号工作于第一状态或根据所述第二控制信号工作于第二状态；电力电子开关模块的第一状态指电力电子开关模块工作于可送能给负压回路的状态，第二状态指可电力电子开关模块工作于除第一状态以外的状态；所述能量流通路径选择模块用于当所述电力电子开关模块处于第一状态时传递能量给所述短时稳压模块，当所述电力电子开关模块处于第二状态时传递能量给所述长时稳压模块；所述短时稳压模块用于存储能量并调整负压输出的幅值，在带载时实现降低负压输出幅值，在对管关断后本管开通前的死区时间内输出负压幅值为0或尽可能低；所述长时稳压模块用于存储能量并调整正压输出的幅值。

[0008] 更进一步地，时序模块中第一控制信号切换到第二控制信号的跳变时刻与所述对管控制信号控制对管开通的跳变时刻相同。

[0009] 更进一步地，时序模块输出第一控制信号的持续时间为预设时间tpre；所述预设时间tpre的取值需保证在时序模块输出第一控制信号、电力电子开关模块处于第一状态的时间段内向短时稳压模块提供的能量可使负压输出幅值达到有足够裕量避免误导通的期望幅值。

[0010] 更进一步地，时序模块包括：电容Cc1、电容Cc2，电阻Rc1、电阻Rc2、电阻Rc3、电阻Rc4，比较器COMP和NPN三极管Qc；电容Cc1的一端作为所述时序模块的输入端用于连接外部的对管控制信号，电容Cc1的另一端连接NPN三极管Qc的基极；NPN三极管Qc的发射极连接电源Vs负极，集电极连接电阻Rc2的一端，Rc2的另一端连接电源Vs正极；电阻Rc1连接在NPN三极管Qc的基极与发射极之间；电容Cc2连接在NPN三极管Qc的集电极与发射极之间；电阻Rc3的一端接电源Vs正极，另一端接电阻Rc4的一端；电阻Rc4的另一端连接电源Vs负极；NPN三极管Qc集电极连接比较器COMP的正输入端，电阻Rc3与电阻Rc4的连接点接比较器COMP的负输入端，比较器COMP的输出端作为所述时序模块的输出端。

[0011] 更进一步地，电力电子开关模块包括：变压器T，开关管Ss和吸收回路；开关管Ss漏极连接至变压器T原边异名端，源极接电源Vs负极，栅极作为所述电力电子开关模块的状态控制端；所述开关管Ss在所述第一控制信号的控制下工作于第一状态，在第二控制信号的控制下工作于第二状态；所述吸收回路连接在变压器T原边的同名端与异名端之间，用于吸收漏感能量；所述变压器的副边作为所述电力电子开关模块的输出端。

[0012] 更进一步地，吸收回路包括：电容Cab，电阻Rab和二极管Dab；电容Cab与电阻Rab并联后一端连接至变压器T原边同名端，另一端连接至二极管Dab负极，二极管Dab正极连接至变压器T原边异名端。

[0013] 更进一步地，能量流动路径选择模块包括：二极管D1，二极管D2，二极管D3和电容Cb；二极管D1负极连接变压器T副边异名端，二极管D1正极作为所述能量流动路径选择模块的第一输出端；二极管D2正极连接变压器T副边同名端，二极管D2负极连接电容Cb一端，电容Cb另一端连接变压器T副边异名端；二极管D3正极连接二极管D2负极，二极管D3负极作为所述能量流动路径选择模块的第二输出端。

[0014] 更进一步地，短时稳压模块包括：电阻R2，稳压管D5，电容C1及二极管D6；电阻R2一端作为所述短时稳压模块的输入端，电阻R2另一端接稳压管D5正极，稳压管D5负极连接变压器T副边同名端；电容C1、二极管D6与稳压管D5并联，二极管D6负极接稳压管D5负极，二极管D6正极接稳压管D5正极；稳压管D5负极为负压输出参考地GMDdri，稳压管D5正极为负压输出端VEE。

[0015] 更进一步地，长时稳压模块包括：电阻R1，稳压管D4，电容C2和电容C3；电阻R1一端作为所述长时稳压模块的输入端，电阻R1另一端接稳压管D4负极，稳压管D4正极连接变压器T副边同名端；电容C2一端连接二极管D3负极，电容C2另一端连接变压器T副边同名端；电容C3与稳压管D4并联；稳压管D4正极为正压输出参考地GNDdri，负极为正压输出端VCC。

[0016] 本发明与现有技术相比，其显著效果在于：

[0017] (1)供电电源在所驱动的开关管开通前的死区内负压输出电压幅值为0或尽可能小，可降低反向续流导通损耗；

[0018] (2)供电电源在对管开通时的负压幅值最大，可防止桥式电路对管开通引起的误导通；

[0019] (3)针对驱动芯片供电电源设计来实现防止误导通同时降低反向导通续流损耗的功能，可以直接配合常规、成熟的驱动电路方案使用，应用简单，无需对驱动电路进行额外复杂的设计。

附图说明

[0020] 图1本发明实施例提供的驱动芯片的供电电源的结构原理框图；

[0021] 图2本发明第一实施例提供的驱动芯片的供电电源的具体电路图；

[0022] 图3本发明实施例提供的驱动芯片的供电电源中时序模块的工作波形示意图；

[0023] 图4本发明实施例提供的驱动芯片的供电电源的工作波形示意图；

[0024] 图5为本发明实施例提供的驱动芯片的供电电源的应用实例电路结构示意图；

[0025] 图6为本发明实施例提供的驱动芯片的供电电源在同步整流buck中的应用的工作波形示意图；

[0026] 图7为本发明第二实施例提供的驱动芯片的供电电源的具体电路图。

具体实施方式

[0027] 为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

[0028] 本发明提供了一种输出负压幅值可衰减降低的驱动芯片供电电源，主要应用于为GaN HEMT的驱动提供电源。本发明提供的供电电源可以为驱动芯片供电，可直接配合常规、成熟的驱动电路使用，同时实现降低反向续流损耗及防止误导通的功能。

[0029] 本发明提出的驱动芯片供电电源包括：时序模块1，电力电子开关模块2、能量流通路径选择模块3、短时稳压模块4和长时稳压模块5；时序模块1输入为对管的控制信号，输出为状态控制信号，连接电力电子开关模块2的状态控制端口；状态控制信号具有第一控制信号和第二控制信号两种状态；电力电子开关模块2根据工作时传送能量的去向可以划分为第一状态和第二状态两种工作状态(其中，第一状态定义为电力电子开关模块送能给负压回路的状态，第二状态定义为电力电子开关模块除第一状态以外的工作状态)，并通过时序模块1输出的状态控制信号决定所处状态；当时序模块1输出第一控制信号时，电力电子开关模块2处于第一状态；当时序模块1输出第二控制信号时候，电力电子开关模块2处于第二状态；电力电子开关模块2的能量输出端与能量流通路径选择模块3的能量输入端相连；能量流通路径选择模块3的第一输出端与短时稳压模块4的输入端相连，第二输出端与长时稳压模块5的输入端相连；短时稳压模块4输出为供电电源负压输出；长时稳压模块5输出为供电电源正压输出；时序模块1输出的状态控制信号与对管控制信号频率相同(频率为fs，周期为Ts＝1/fs)且状态控制信号从第一控制信号切换到第二控制信号的跳变时刻与对管控制信号控制对管开通的跳变时刻相同；时序模块输出第一控制信号的持续时间为预设时间tpre；预设时间tpre的取值需保证在电力电子开关模块2处于第一状态的时间段内向短时稳压模块4提供的能量可使负压输出幅值达到有足够裕量避免误导通的期望幅值；能量流通路径选择模块3根据电力电子开关模块2的状态选择传递能量给短时稳压模块4或长时稳压模块5；短时稳压模块4存储能量流通路径选择模块3传递来的能量，调整负压输出的幅值，并在带载时可实现通过电容放电降低负压输出幅值，在对管关断后本管开通前的死区时间内输出负压幅值为0或尽可能低；长时稳压模块5存储能量流通路径选择模块3传递来的能量，调整、稳定正压输出的幅值；驱动芯片供电电源的正压输出与负压输出为驱动芯片副边供电。

[0030] 本发明中，通过将电力电子开关模块划分为第一状态、第二状态两个工作状态，结合能量流通路径选择模块，形成了两个能量流通回路分别为正压输出回路和负压输出回路送能，以便分别控制输出电压状态。当电力电子开关模块2处于第一状态，能量流通路径选择模块3将能量送给短时稳压模块4；当电力电子开关模块2处于第二状态，能量流通路径选择模块3将能量送给长时稳压模块5。当电力电子开关模块选用不同电路结构、内部开关数量位置不同时，第一状态、第二状态具体表现形式不同。

[0031] 本发明通过供电电源中的时序模块1与对管控制信号的配合，在最容易发生误导通的对管开通过程中提供负压供电，防止由于对管开通在本管栅源极电压上产生的正向尖峰导致误导通；在无误导通威胁的对管关断后、本管开通前的死区时间内提供幅值为0或者尽可能低的负压，降低本管栅源极关断负压Vgs_off降低反向导通续流损耗。

[0032] 时序模块1可由软件实现亦可由硬件电路实现；时序模块1输出第一控制信号的持续时间为tpre，在对管控制信号控制对管开通的瞬间将输出的第一控制信号切换到第二控制信号，使电力电子开关模块2从第一状态切换至第二状态；电力电子开关模块2包括变压器，以实现供电电源隔离的功能；能量流通路径选择模块3在电力电子开关模块2处于第一状态时传递能量给短时稳压模块4，在电力电子开关模块2处于第二状态时传递能量给长时稳压模块5；短时稳压模块4在电力电子开关模块2处于第一状态时通过模块内部的小容值电容(pF级别，取值与电源工作频率有关；储存的能量少，能在带载时释放能量快速降低电压)储能并对供电电源负压输出电压幅值进行调整，在电力电子开关模块2切换到第二状态时储能结束，即在对管开通瞬间驱动电源负压输出电压幅值最高；短时稳压模块4在供电电源带载，即接驱动芯片、驱动开关管时放电，降低负压输出幅值并在对管关断时将负压输出幅值降低到0或尽可能低；长时稳压模块5在电力电子开关模块2处于第二状态时通过模块内部的大容值电容(uF级别，储存的能量远大于驱动芯片、GaN HEMT开关需要的能量，保证放电过程中电压波动小)储能并对供电电源正压输出电压幅值进行调整，在电力电子开关模块2切换到第一状态时储能结束；长时稳压模块5在供电电源带载时放电并保持正压输出幅值稳定。

[0033] 本发明提出的供电电源为驱动芯片副边供电，正压输出与负压输出直接连接驱动芯片引脚供电；鉴于驱动芯片输出信号的幅值与供电电压幅值直接相关，本发明通过设计驱动电源输出电压状态实现在最易发生误导通的时间段、即对管开通时提供负电压保证关断可靠，在没有误导通危险的时间段、即本管开通前的死区内提供幅值为0或尽可能低的负压降低GaN HEMT栅源极关断电压Vgs_off以降低反向导通续流损耗，对驱动回路的结构设计没有特殊要求，可直接配合常规、成熟的驱动电路应用。

[0034] 鉴于驱动芯片的输出的信号的幅值与供电电源直接相关，通过控制供电电源输出电压状态即可控制GaN HEMT栅源极电压，实现降低死区期间反向续流损耗、防止桥式电路误导通的功能。

[0035] 图2示出了本发明实施例提供的供电电源的具体电路，为了便于说明，仅示出了与本发明实施例相关的部分，详述如下：

[0036] 驱动芯片的供电电源包括：时序模块1、电力电子开关模块2、能量流通路径选择模块3、短时稳压模块4和长时稳压模块5；

[0037] 其中，时序模块1包括：Cc1、Cc2，电阻Rc1、Rc2、Rc3、Rc4，比较器COMP，NPN三极管Qc。时序模块1的输入信号为对管控制信号，连接电容Cc1的一端，电容Cc1的另一端连接NPN三极管Qc的基极；NPN三极管Qc的发射极连接电源Vs负极，集电极连接电阻Rc2的一端，Rc2的另一端连接电源Vs正极；电阻Rc1连接NPN三极管Qc的基极与发射极，电容Cc2连接NPN三极管Qc的集电极与发射极；电阻Rc3一端接电源Vs正极，另一端接电阻Rc4，电阻Rc4的另一端连接电源Vs负极；NPN三极管Qc集电极连接比较器COMP的正输入端，电阻Rc3与电阻Rc4的连接点接比较器COMP的负输入端，比较器COMP的输出信号PWMp为时序模块1输出信号，接电力电子开关模块2。

[0038] 时序模块1的工作波形示意图如图3所示，电容Cc1和电阻Rc1对时序模块1输入的对管控制信号进行滤波，在电阻Rc1上获得脉冲信号VRc1；NPN晶体管Qc基极接收到脉冲信号VRc1后导通，电容CCc2被放电；电容Cc2在对管控制信号上升沿出现后到下一个上升沿到来前的时间段内充电，两端电压VCc2近似三角波；电阻Rc4与电阻Rc3对电源电压Vs分压，在Rc4两端得到电压VRc4(以下简称为比较电平)；比较器COMP的正输入端接晶体管Qc的集电极，输入三角波VCc2，负输入端接电阻Rc3与Rc4连接点，输入比较电平VRc4，比较器通过比较三角波vCc2和比较电平VRc4得到电力电子开关模块2的状态控制信号PWMp；状态控制信号PWMp为高电平时对应第一控制信号，控制电力电子开关模块2处于第一状态，状态控制信号PWMp为低电平时对应第二控制信号，控制电力电子开关模块2处于第二状态；时序模块1输出的第一控制信号持续时间为tpre；时序模块1输出的状态控制信号PWMp在对管控制信号上升沿出现时从高电平跳变到低电平，控制电力电子开关模块2从第一状态切换到第二状态；时序模块1输出的状态控制信号PWMp经过(Ts-tpre)后，从低电平跳变到高电平，控制电力电子开关模块2从第二状态切换到第一状态；预设时间tpre可以通过调整电阻Rc2、Rc3、Rc4及电容Cc2的取值调整。

[0039] 电力电子开关模块2包括：变压器T，开关管Ss，电容Cab，电阻Rab和二极管Dab；其中开关管Ss漏极接变压器T原边异名端，源极接电源Vs负极，栅极接时序模块1产生的状态控制信号PWMp；电容Cab与Rab并联，一端连接至电源Vs正极，另一端连接至二极管Dab负极，二极管Dab正极连接至变压器T原边异名端，Cab、Rab、Dab组成RCD吸收回路吸收漏感能量；变压器副边连接能量流动路径选择模块3，其中副边同名端为正压输出与负压输出的参考地GNDdri；开关管Ss在状态控制信号PWMp为高电平时开通，PWMp为低电平时关断；电力电子开关模块2在开关管Ss开通时处于第一状态，在开关管Ss关断时处于第二状态。

[0040] 能量流动路径选择模块3包括：二极管D1，D2，D3，电容Cb；其中二极管D1负极连接变压器T副边异名端，正极连接短时稳压模块4；二极管D2正极连接变压器T副边同名端，负极连接电容Cb，电容Cb另一端连接变压器T副边异名端；二极管D3正极连接二极管D2负极，负极连接长时稳压模块5；当时序模块1输出信号控制电力电子开关模块2处于第一状态时，变压器T副边电压上正下负(定义变压器原副边同名端为上，异名端为下)，二极管D1导通，能量流通路径选择模块3传递能量给短时稳压模块4；二极管D2导通为电容Cb充电，此处电容Cb用于储存要送给长时稳压模块5的能量，容值需选用大容值电容(例如10uF)；当时序模块1输出信号控制电力电子开关模块2处于第二状态时，变压器副边电压上负下正，二极管D3导通，能量流通路径选择模块3传递能量给长时稳压模块5。

[0041] 短时稳压模块4包括电阻R2，稳压管D5，电容C1及二极管D6；电阻R2一端接能量流动路径选择模块3中的二极管D1正极，另一端接稳压管D5正极，稳压管D5负极连接变压器T副边同名端；电容C1、二极管D6与稳压管D5并联，二极管D6负极接稳压管D5负极，正极接稳压管D5正极；稳压管D5负极为负压输出参考地GNDdri，正极为负压输出端VEE；电阻R2、稳压管D5用于调整输出电压幅值；电容C1选用小阻值电容(如15pF)，存储短时稳压模块4在电力电子开关模块2处于第一状态时取得的能量，在模块2从第二状态切换到第一状态时结束储能；电容C1在驱动电源带载时提供能量放电、降低输出电压幅值，且需选用合适取值的小容值电容，使其在对管关断时负压输出幅值降低到0或尽可能低(当对管占空比极小时，电容C1放电时间极短，在对管关断时刻电容C1不能完全放电)改变电容C1的容值，可改变放电时间ta或开通前死区内的电源负压VEE幅值；二极管D6用于钳位电容C1，避免栅源极关断电压Vgs_off出现过高正电压导致误导通。

[0042] 长时稳压模块5包括电阻R1，稳压管D4，电容C2、C3；电阻R1一端接能量流动路径选择模块3中的二极管D3负极，另一端接稳压管D4负极，稳压管D4正极连接变压器T副边同名端；电容C2一端连接二极管D3负极，另一端连接变压器T副边同名端；电容C3与稳压管D4并联；稳压管D4正极为正压输出参考地GNDdri，负极为正压输出端VCC；电阻R1、稳压管D4用于调整输出电压幅值；电容C2、C3选用大容值电容(如10uF)，存储长时稳压模块5在电力电子开关模块2处于第二状态时取得的能量；电容C2、C3在驱动电源带载时放电并能保持正压输出幅值的稳定。

[0043] 本发明实施例提供的供电电源的输出电压接驱动芯片。供电电源正压输出端VCC接驱动芯片正压供电端，为驱动芯片提供正压供电；供电电源负压输出端VEE接驱动芯片负压供电端或参考地(部分驱动芯片没有专用的负压供电引脚，此时通过将VEE接参考地引入负压)，为驱动芯片提供负压供电；供电电源参考地GNDdri接驱动芯片参考地(若驱动芯片有负压引脚时GNDdri接其参考地，若无则不接)以及所驱动的GaN HEMT的源极。

[0044] 图4所示为供电电源工作波形图，展现了时序模块1输出的状态控制信号PWMp与对管控制信号的时序关系、供电电源正压输出及负压输出波形示意图及GaN HEMT被由该供电电源供电的驱动芯片驱动时的栅源极波形vgs。

[0045] 下面以本发明实施例提供的供电电源在同步整流buck电路中的应用为例，结合附图对本发明的应用进行举例说明如下：

[0046] 如图5(a)所示为同步整流buck电路，包括电源Vin，GaN HEMT S1和S2，LC滤波电路以及负载R。GaN HEMTS1、S2串联，形成桥式结构，连接点SN为开关节点。S1和S2的驱动电路采用隔离电源供电的方法进行隔离。供电电源1接收下管S2的控制信号PWM2输出电压为驱动芯片1供电；驱动芯片1接收上管S1的控制信号PWM1输出信号驱动上管S1。供电电源2接受上管S1的控制信号PWM1输出电压为驱动芯片2供电；驱动芯片2接受下管S2的控制信号PWM2输出信号驱动下管S2。

[0047] 如图5(b)所示是供电电源与驱动芯片连接示意图，本例选用的驱动芯片没有专用的负压供电引脚，供电电源正压输出端VCC接驱动芯片副边正压供电引脚，负压输出端VEE接驱动芯片副边参考地引脚，供电电源参考地GNDdri接GaN HEMT的源极。

[0048] 图6所示为供电电源应用于同步整流buck时的工作波形，图中PWM1、PWM2分别为上下管控制信号，PWMp1，PWMp2分别为由供电电源时序模块1产生的上下管供电电源的状态控制信号，vgs1、vgs2分别为上下管栅源极电压。

[0049] 当同步整流buck工作于电流连续状态时，上管S1为整流管，下管S2为续流管。在S2关断、S1开通前的死区时间td内，电感电流经过反向导通的S2续流；当S1开通时，开关节点SN电压从0突变到电源电压(为了叙述方便此处忽略了GaN管导通压降)，S2栅漏极电容Cgd被充电，充电电流流经下管S2的驱动回路，导致下管S2的栅源极Vgs2出现正向尖峰，本发明在此时提供幅值大于0的负压输出电压，为S2下管提供负关断电压vgs_off2，可避免正向尖峰造成的误导通；在S1关断、S2开通前的死区时间td内，电感电流经过反向导通的S2续流，鉴于本发明产生负压输出的短时稳压模块4中的电容可通过驱动电路放电，经过时间ta2幅值衰减到0，使得S2栅源极关断电压Vgs_off2在死区时间内幅值为0，降低了续流管S2的反向导通损耗；由此，本发明实现了防止误导通及降低损耗的功能。

[0050] 图7所示为本发明的另一个实施例，详述如下：

[0051] 时序模块1可以使用软件实现，通过在数字控制器(DSP)中编程产生满足时序关系的状态控制信号；时序模块1的输入信号为对管控制信号，输出状态控制信号PWMp，连接电力电子开关模块2的状态控制端口；第一控制信号对应PWMp为高电平，第二控制信号对应PWMp为低电平；时序模块1产生的状态控制信号PWMp下降沿与对管控制信号的上升沿对齐；时序模块1输出第一控制信号的持续时间为预设时间tpre；预设时间tpre的设置需保证在tpre时间段内，即时序模块1输出第一控制信号、电力电子开关模块2处于第一状态的时间段内，向短时稳压模块4提供的能量可使负压输出幅值达到有足够裕量避免误导通的期望幅值；
预设时间tpre通过DSP程序设定，可通过调整程序调整。

[0052] 电力电子开关模块2包括：变压器Ts，开关管Ss1，Ss2，二极管Ds1，Ds2，隔离模块；其中开关管Ss1栅极连接经过隔离模块隔离后的状态控制信号PWMp；开关管Ss1漏极连接电源Vs正极，源极连接二极管Ds1负极及变压器Ts原边同名端，二极管Ds1正极连接电源Vs负极；开关管Ss2栅极连接时序模块1传来的状态控制信号PWMp，源极连接电源Vs负极，漏极连接二极管Ds2正极及变压器Ts原边异名端，二极管Ds2负极连接电源Vs正极；开关管Ss1、Ss2在状态控制信号PWMp为高电平时开通，PWMp为低电平时关断；电力电子开关模块2的第一状态对应开关管Ss1、Ss2开通的状态，第二状态对应开关管Ss1、Ss2关断的状态。

[0053] 能量流通路径选择模块3包括：二极管Ds3，Ds4；其中二极管Ds3负极连接变压器Ts副边异名端，正极连接短时稳压模块4；二极管Ds4正极连接变压器Ts副边异名端，负极连接长时稳压模块5；当电力电子开关模块处于第一状态时，变压器副边绕组电压上正下负，二极管Ds3导通，能量流动路径选择模块3传递能量给短时稳压模块4；当电力电子开关模块处于第二状态时，变压器副边绕组电压上负下正，二极管Ds4导通，能量流动路径选择模块3传递能量给长时稳压模块5。

[0054] 短时稳压模块4包括：三端稳压器U1及电容Cs1；其中三端稳压器U1输入端连接二极管Ds3正极，输出端为供电电源负压输出端VEE，接地端连接变压器Ts副边同名端且作为供电电源负压输出参考地GNDdri；电容Cs1并联在三端稳压器U1的输出端和接地端之间；三端稳压器U1用于调整负压输出电压幅值；电容Csl选用小容值电容(如pF级)用于存储短时稳压模块4在电力电子开关模块2处于第一状态时获取的能量，在模块2从第一状态切换到第二状态的时结束储能并在带载的过程中为负载提供能量、放电降低电压幅值，在对管关断后、本管开通前的死区内将负压输出幅值降低至0或尽可能低的状态。

[0055] 长时稳压模块5包括：三端稳压器U2及电容Cs2；其中三端稳压器U2输入端连接二极管Ds4负极，输出端为供电电源正压输出端VCC，接地端连接变压器Ts副边同名端且作为供电电源正压输出参考地GNDdri；电容Cs2并联在三端稳压器U2的输出端和接地端之间；三端稳压器U2用于调整正压输出电压幅值；电容Cs2选用大容值电容(如uF级)用于存储长时稳压模块5在电力电子开关模块2处于第二状态时获取的能量、稳定输出电压，在带载过程中保持正压输出幅值的稳定。

[0056] 在本发明中，第一个实施例和第二实施例中提到的各个不同结构的模块只要符合电路原理都可以相互组合使用。

[0057] 本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包括在本发明的保护范围之内。