[0043] 二、宽电压增益
[0044] 1)升压模式
[0045] 当所提出的变换器处于升压运行模式时,即功率从低压侧传输到高压侧,此时功率开关Q1-Q3为主功率开关管,Q4-Q8为副管(同步整流管),驱动信号S1-S8的占空比满足d1=d2=d3=d5=d7=dBoost,d4=d6=d8=1-dBoost。当各元器件都处于理想工作模式,并且电感电流IL1、IL2和IL3都连续,变换器处于连续导通模式(CCM),此时所提出的变换器在该模式下的工作波形如图2所示,对应的拓扑电流流通路径如图4(a)-(h)所示。
[0046] 对电感L1、L2和L3分别利用伏秒平衡法则,可得电压关系如下:
[0047]
[0048] 变换器稳态运行状态下的电容电压关系如下:
[0049]
[0050] 结合式(1)、(2)可得升压模式下电容的电压应力以及高压侧输出电压Uhigh与低压输入电压Ulow之间的关系:
[0051]
[0052] 2)降压模式
[0053] 当所提出的变换器处于降压运行模式时,即能量从低压侧流向高压侧,此时功率开关Q4-Q5为主管,Q1-Q3为副管(同步整流管),d4=d6=d8=dBuck,d1=d2=d3=d5=d7=1-dBuck。当各元器件都处于理想工作模式,并且电感电流IL1、IL2和IL3都连续,变换器处于连续导通模式(CCM),此时所提出的变换器在该模式下的工作波形如图3所示,对应的拓扑电流流通路径如图5(a)-(h)所示。对电感L1、L2和L3分别利用伏秒平衡法则,可得电压关系如下:
[0054]
[0055] 结合式(2)、(4)可得降压模式下电容的电压应力以及低压侧输出电压Ulow与高压输入电压Uhigh之间的关系:
[0056]
[0057] 综上,所提变换器在升压模式下的电压增益为3/(1-dBoost),在降压模式下的电压增益为dBuck/3,具有较宽的电压增益范围。
[0058] 三、电压电流应力
[0059] 根据图4、图5和式(3)、式(5),可以推出功率开关Q1-Q8的电压应力为:
[0060]
[0061] 由电容的安秒平衡原理,分别对变换器升压模式和降压模式下的电流路径进行分析,可得功率开关Q1-Q3的平均电流为:
[0062]
[0063] 其中,d为驱动信号S1的占空比,电感L1-L3的平均电流为:
[0064] IL1=IL2=IL3=Ilow/3 (8)
[0065] 由(8)可得三相电感平均电流相等,为低压侧平均电流Ilow的1/3。
[0066] 四、低电流纹波
[0067] 根据电感电流微分形式,每相电感的电流纹波如下:
[0068]
[0069] 由于三相电感交错并联,互相移相120°,低压侧电流纹波不是简单的三相纹波之和,具有如下的关系。
[0070]
[0071] 由(10)可知,低压侧电流纹波在占空比1/3,2/3处最低为0。
[0072] 上述理论推导可得,本发明实施例提出的直流变换器升压比是传统双向Buck/Boost直流变换器的3倍,为3/(1-dBoost),降压比是传统双向Buck/Boost直流变换器的1/3,为dBuck/3,功率开关Q1-Q8的电压应力皆为传统双向Buck/Boost直流变换器的1/3,为高压侧电压Uhigh的1/3,低压侧电流纹波较传统的双向Buck/Boost直流变换器也有效地降低,而且三相电感电流自动均流,平均值相等。
[0073] 综合以上分析,本发明实施例提出的开关电容型三相交错并联宽增益双向直流变换器应用于电动汽车中超级电容与车载高压直流母线接口时,当工作在升压(Boost)状态时满足对宽范围升压的需求;当工作在降压(Buck)状态满足对宽范围降压的需求,从而满足电动汽车中超级电容宽范围变化的电压与车载高压直流母线间电压动态匹配的要求。
[0074] 实施例2
[0075] 下面以图1所示的开关电容型三相交错并联宽增益双向直流变换器拓扑,图2、图3的升/降压稳定运行时的主要特征波形以及图4、5的拓扑等效回路图,对本发明实施例的原理进行说明。根据占空比范围,分为三种情形,总计八种运行状态,下面分别对变换器升压、降压模式进行说明。
[0076] 一、升压模式
[0077] 开关电容型三相交错并联双向直流变换器运行在升压模式时,此时所提出的变换器在该状态下的特征波形如图2所示,对应的拓扑电流流通路径如图4所示。
[0078] 状态1:当S1S2S3S4S5S6S7S8=10100110时,功率开关Q1、Q3正向导通,Q6、Q7反向导通,功率开关Q2、Q4、Q5、Q8关断,拓扑的电流流通路径如图4(a)所示。Ulow给L1和L3充电储能,同时Ulow、L2和C1给C2和Ch2充电,Ch3给负载供电。
[0079] 状态2:当S1S2S3S4S5S6S7S8=10000101时,功率开关Q1正向导通,Q6、Q8反向导通,功率开关Q2、Q3、Q4、Q5、Q7关断,拓扑的电流流通路径如图4(b)所示。Ulow给L1充电储能,同时Ulow、L2、C1给Ch2充电,Ulow、L3、C2给Ch3和负载供电。
[0080] 状态3:当S1S2S3S4S5S6S7S8=11001001时,功率开关Q1、Q2正向导通,Q5、Q8反向导通,功率开关Q3、Q4、Q6、Q7关断,拓扑的电流流通路径如图4(c)所示。Ulow给L1和L2充电储能,同时Ch1通过Q5、Q2给C1充电,Ulow、L3、C2给Ch3和负载供电。
[0081] 状态4:当S1S2S3S4S5S6S7S8=01011001时,功率开关Q2正向导通,Q4、Q5、Q8反向导通,功率开关Q1、Q3、Q6、Q7关断,拓扑的电流流通路径如图4(d)所示。Ulow给L2充电储能,同时Ulow、L1给C1和Ch1充电,Ulow、L3、C2给Ch3和负载供电。
[0082] 状态5:当S1S2S3S4S5S6S7S8=01111010时,功率开关Q2、Q3正向导通,Q4、Q5、Q7反向导通,功率开关Q1、Q6、Q8关断,拓扑的电流流通路径如图4(e)所示。Ulow给L2和L3充电储能,同时Ulow、L1给C1和Ch1充电,Ch2通过Q7、Q3给C2充电,Ch3给负载供电。
[0083] 状态6:当S1S2S3S4S5S6S7S8=00110110时,功率开关Q3正向导通,Q4、Q6、Q7反向导通,功率开关Q1、Q2、Q5、Q8关断,拓扑的电流流通路径如图4(f)所示。Ulow给L3充电储能,同时Ulow、L1给Ch1充电,Ulow、L2、C1给C2和Ch2充电,Ch3给负载供电。
[0084] 状态7:当S1S2S3S4S5S6S7S8=00010101时,功率开关Q4、Q6、Q8反向导通,功率开关Q1、Q2、Q3、Q5、Q7关断,拓扑的电流流通路径如图4(g)所示。Ulow、L1给Ch1充电,Ulow、L2、C1给Ch2充电,Ulow、L3、C2给Ch3和负载供电。
[0085] 状态8:当S1S2S3S4S5S6S7S8=11101010时,功率开关Q1、Q2、Q3正向导通,Q5、Q7反向导通,功率开关Q4、Q6、Q8关断,拓扑的电流流通路径如图4(h)所示。Ulow给L1、L2和L3充电储能,同时Ch1给C1充电,Ch2给C2充电,Ch3给负载供电。
[0086] 二、降压(Buck)模式
[0087] 开关电容型三相交错并联双向直流变换器运行在降压模式时,此时所提出的变换器在该状态下的特征波形如图3所示,对应的拓扑电流流通路径如图5所示。
[0088] 状态1:当S1S2S3S4S5S6S7S8=01011001时,功率开关Q2正向导通,Q4、Q5、Q8反向导通,功率开关Q1、Q3、Q6、Q7关断,拓扑的电流流通路径如图5(a)所示。Uhigh给C2、L3和负载充电储能,同时L2放电给负载供电,C1通过Q5、Q4、Q2给L1和负载供电,Ch1通过Q4放电给L1和负载。
[0089] 状态2:当S1S2S3S4S5S6S7S8=01111010时,功率开关Q2、Q3正向导通,Q4、Q5、Q7反向导通,功率开关Q1、Q6、Q8关断,拓扑的电流流通路径如图5(b)所示。C2通过Q7、Q3给Ch2充电,L2和L3放电给负载供电,C1通过Q5、Q4、Q2给L1和负载供电,Ch1通过Q4放电给L1和负载。
[0090] 状态3:当S1S2S3S4S5S6S7S8=00110110时,功率开关Q3正向导通,Q4、Q6、Q7反向导通,功率开关Q1、Q2、Q5、Q8关断,拓扑的电流流通路径如图5(c)所示。C2通过Q7、Q6、Q3给C1、L2和负载充电,Ch2通过Q6给C1、L2和负载充电,L3通过Q3放电给负载供电,Ch1通过Q4给L1和负载供电。
[0091] 状态4:当S1S2S3S4S5S6S7S8=10100110时,功率开关Q1、Q3正向导通,Q6、Q7反向导通,功率开关Q2、Q4、Q5、Q8关断,拓扑的电流流通路径如图5(d)所示。C2通过Q7、Q6、Q3给C1、L2和负载充电,Ch2通过Q6给C1、L2和负载充电,L1通过Q1放电给负载供电。
[0092] 状态5:当S1S2S3S4S5S6S7S8=10000101时,功率开关Q1正向导通,Q6、Q8反向导通,功率开关Q2、Q3、Q4、Q5、Q7关断,拓扑的电流流通路径如图5(e)所示。Uhigh通过Q8给C2、L3和负载充电,Ch2通过Q6给C1、L2和负载充电,L1通过Q1放电给负载供电。
[0093] 状态6:当S1S2S3S4S5S6S7S8=11001001时,功率开关Q1、Q2正向导通,Q5、Q8反向导通,功率开关Q3、Q4、Q6、Q7关断,拓扑的电流流通路径如图5(f)所示。Uhigh通过Q8给C2、L3和负载充电,C1通过Q5、Q2给Ch1充电,L1和L2放电给负载供电。
[0094] 状态7:当S1S2S3S4S5S6S7S8=11101010时,功率开关Q1、Q2、Q3正向导通,Q5、Q7反向导通,功率开关Q4、Q6、Q8关断,拓扑的电流流通路径如图5(g)所示。C1通过Q5、Q2给Ch1充电,C2通过Q7、Q3给Ch3充电,L1、L2和L3放电给负载供电。
[0095] 状态8:当S1S2S3S4S5S6S7S8=00010101时,功率开关Q4、Q6、Q8反向导通,功率开关Q1、Q2、Q3、Q5、Q7关断,拓扑的电流流通路径如图5(h)所示。Ch1通过Q4放电给L1和负载,Ch2通过Q6给C1、L2和负载充电,Uhigh通过Q8给C2、L3和负载充电。
[0096] 通过电感和电容在不同开关状态的充放电路径,能量从输入端传递到输出端,并获得宽范围的升压比或降压比。通过对升压(Boost)、降压(Buck)模式运行原理的分析,本发明实施例提出的开关电容型三相交错并联宽增益双向直流变换器,应用在电动汽车中时,当工作在升压(Boost)状态进行宽范围升压;当工作在降压(Buck)状态进行宽范围降压。通过升压、降压模式的切换,满足电动汽车复合能量源能量双向流动的需求,而且满足电动汽车复合能量源系统超级电容组与车载高压直流母线间升、降压的应用场合。
[0097] 综上所述,本发明实施例提出的开关电容型三相交错并联宽增益双向直流变换器,满足电动汽车复合能量源中超级电容组与车载高压直流母线间升、降压的应用要求,通过全可控功率管的同步整流运行可提升变换器的能量转换效率,且功率器件电压电流应力小,低压侧电流纹波低,非常适合电动汽车中对高效、宽范围增益、低电流纹波双向直流变换器需求的应用场合。
[0098] 本发明实施例对各器件的型号除做特殊说明的以外,其他器件的型号不做限制,只要能完成上述功能的器件均可。
[0099] 本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图,上述本发明实施例序号仅仅为了描述,不代表实施例的优劣。
[0100] 以上所述仅为本发明的较佳实施例,并不用以限制本发明,凡在本发明的精神和原则之内,所作的任何修改、等同替换、改进等,均应包含在本发明的保护范围之内。