本发明公开了一种基于耦合电感双降压型子模块的模块化多电平拓扑结构及其控制方法。该拓扑结构的上下桥臂各自包括N个能输出三电平的耦合电感双降压型子模块，避免了传统半桥子模块的桥臂直通和死区导致的输出电压畸变，有效提高了变换器的输出电能质量和功率密度。在单相拓扑中，上下桥臂的远端作为变换器的公共直流端；上下桥臂各自的子模块经串联和耦合电感相连，其中点引出接外部交流系统。此外，在上述拓扑结构的控制方法中，电压环用于调节共模电压，电流环用于调节共模和差模电流，另附加用于控制子模块共模电流的电流环，以获得一定的直流偏置，使子模块保持电流连续工况，提高了拓扑结构的动态性能并保证其安全、可靠运行。
1.一种基于耦合电感双降压型子模块的模块化多电平拓扑结构的控制方法，所述基于耦合电感双降压型子模块的模块化多电平拓扑结构包括两组完全相同的耦合电感双降压型子模块和耦合电感；
每组子模块包括N个首尾相连的子模块；第一组子模块中第一个子模块的首端与外部直流系统的正极相连，第二组子模块中第N个子模块的尾端与外部直流系统的负极相连；第一组子模块中第N个子模块的尾端经由所述耦合电感与所述第二组子模块中第一个子模块的首端相连；所述耦合电感的中点与外部交流系统的正极相连；所述外部直流系统包括直流电压源，所述直流电压源在电压中点处引出并与所述外部交流系统的负极相连；所述直流电压源的电压中点处和所述外部交流系统的负极接地；
每一子模块包括并联电容、两个绝缘栅双极型晶体管IGBT、两个续流二极管VD和一个子模块耦合电感；每一子模块的首尾端之间有三条并联支路；并联电容位于第一并联支路中，第一IGBT和第一VD串联形成第二并联支路，第二IGBT和第二VD串联形成第三并联支路；
第二和第三并联支路相互反接且各自中点分别与子模块耦合电感的两端相连；子模块的输入端口跨接在首尾两端，输出端口跨接在子模块耦合电感的中点和尾端；
(1)对系统共模电压和电流采用电压电流双闭环控制，即系统共模电压作为电压外环控制对象，系统共模电流作为电流内环控制对象，采用比例积分控制器，通过控制共模电流的直流分量来调节外部直流系统对子模块单元的功率注入，确定在使得子模块共模电压维持在系统共模电压给定值2Udc/N时的系统共模调制信号mcm；其中Udc为所述外部直流系统中直流电压源输出电压值的一半；
(2)以系统差模电流为控制对象，设计相应的电流环，通过比例谐振控制器减小输出稳态误差，提高动态响应性能，得到系统差模调制信号mdm；
(3)以耦合电感双降压型子模块的共模电流为控制对象，设计相应的电流环，采用比例积分控制器以提供合适的直流偏置，保证系统始终运行在电流连续工况，该电流环以子模块的共模电流调制信号m0j作为输出，j＝{u,l}，u和l分别表示上下桥臂；
(4)对系统共模调制信号mcm，系统差模调制信号mdm和子模块的共模电流调制信号m0j进行组合得到各子模块的调制信号；
(5)对所述模块化多电平拓扑结构采用载波移相策略，将步骤(4)中得到的各子模块的调制信号与各子模块的载波进行比较，将比较后的脉冲作为每个子模块的开关信号。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述外部交流系统包括交流电压源和滤波电感。
3.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述外部直流系统中的直流电压源通过共模电流向子模块发出功率，外部交流系统通过差模电流吸收子模块存储的功率，实现能量的双向流动；其中，共模电流只在变换器内部或者外部直流系统侧流动，而不流经外部交流系统；差模电流的大小为外部交流系统侧输出电流的一半。
4.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，每一子模块输出0，Udc/N，2Udc/N三个电平，其中Udc为所述外部直流系统中直流电压源输出电压值的一半。
5.根据权利要求4所述的控制方法，其特征在于，步骤(1)具体包括如下子步骤：
(11)将系统共模电压给定值2Udc/N经比例积分控制器进行调节，得到系统共模电流给定值；
(12)检测系统共模电流实际值，将给定值与实际值相减得到共模电流误差值，经电流内环比例积分控制器调节得到第一电感电压值；
(13)将Udc与第一电感电压值相减，除以系统级PWM增益并经过延时环节后得到系统共模调制信号mcm；其中所述系统级PWM增益等于N*Udc_cm，Udc_cm为系统共模电压值。
6.根据权利要求5所述的控制方法，其特征在于，步骤(2)具体包括如下子步骤：
(21)将目标输出的差模电流峰值乘以sin(2πfot)，其中fo为调制波频率，得到系统差模电流给定值；
(22)检测系统差模电流实际值，将给定值与实际值相减得到差模电流误差值，经比例谐振控制器调节得到第二电感电压值；
(23)将交流侧电压Ug与第二电感电压值相减，除以所述系统级PWM增益N*Udc_cm后经过延时环节后得到系统差模调制信号mdm。
7.根据权利要求6所述的控制方法，其特征在于，步骤(3)具体包括如下子步骤：
(31)将所述系统共模电流给定值和目标输出的交流电流峰值相加，乘以0.5K，得到子模块共模电流给定值；其中K为耦合电感直流偏置所需的裕度；
(32)检测子模块共模电流实际值，将给定值与实际值相减得到共模电流误差值，经比例积分控制器调节得到第三电感电压值；
(33)将第三电感电压值除以子模块级PWM增益经过延时环节后得到子模块的共模调制信号m0j；其中所述子模块级PWM增益等于Udc_cm，Udc_cm为系统共模电压值。
8.根据权利要求7所述的控制方法，其特征在于，步骤(4)中，将mcm+mdm+m0u的结果作为上桥臂子模块中第一IGBT的调制信号，将mcm+mdm-m0u作为上桥臂子模块中第二IGBT的调制信号，将mcm-mdm+m0l作为下桥臂子模块中第一IGBT的调制信号，将mcm-mdm-m0l作为下桥臂子模块中第二IGBT的调制信号。
基于耦合电感双降压型子模块的模块化多电平拓扑结构及其
控制方法
技术领域
[0001] 本发明属于高压大功率电力电子技术领域，主要涉及一种基于耦合电感双降压型子模块的模块化多电平拓扑结构及其控制方法。
背景技术
[0002] 模块化多电平变换器具有公共直流接口，容错能力强，输出电压逼近正弦波，实现能量的双向流动和四象限运行等一系列优点，因而被广泛应用于高压直流输电系统，静止无功补偿器，统一潮流控制器，中高压电机驱动和有源滤波器等等一系列高压大功率场合。
[0003] 但是，传统的模块化多电平变换器以半桥结构作为子模块，具有桥臂直通的缺点，即当桥臂上下两个开关管同时导通时，直流侧电容器被短路，造成系统故障。为了克服上述缺点，需要引入死区，确保前一个开关完全关断后再开通与其互补的开关，但是死区同时也带来了窄脉冲，导致输出交流电压畸变，降低电能质量，这种影响在开关频率较高时尤为严重，因此需要进一步改进模块化多电平拓扑来抑制死区带来的畸变问题。
发明内容
[0004] 发明目的：针对现有的技术存在的上述问题，提供基于耦合电感双降压型子模块的模块化多电平拓扑结构及其控制方法。
[0005] 技术方案：本发明的基于耦合电感双降压型子模块的模块化多电平拓扑结构包括：两组完全相同的耦合电感双降压型子模块和耦合电感；每组子模块包括N个首尾相连的子模块；第一组子模块中第一个子模块的首端与外部直流系统的正极相连，第二组子模块中第N个子模块的尾端与外部直流系统的负极相连；第一组子模块中第N个子模块的尾端经由耦合电感与第二组子模块中第一个子模块的首端相连；耦合电感的中点与外部交流系统的正极相连；外部直流系统包括直流电压源，直流电压源在电压中点处引出并与外部交流系统的负极相连；直流电压源的电压中点处和外部交流系统的负极接地；每一子模块包括并联电容、两个绝缘栅双极型晶体管IGBT、两个续流二极管VD和一个子模块耦合电感；每一子模块的首尾端之间有三条并联支路；并联电容位于第一并联支路中，第一IGBT和第一VD串联形成第二并联支路，第二IGBT和第二VD串联形成第三并联支路；第二和第三并联支路相互反接且各自中点分别与子模块耦合电感的两端相连；子模块的输入端口跨接在首尾两端，输出端口跨接在子模块耦合电感的中点和尾端。
[0006] 进一步地，外部交流系统包括交流电压源和滤波电感。
[0007] 进一步地，外部直流系统中的直流电压源通过共模电流向子模块发出功率，外部交流系统通过差模电流吸收子模块存储的功率，实现能量的双向流动；其中，共模电流只在变换器内部或者外部直流系统侧流动，而不流经外部交流系统；差模电流的大小为外部交流系统侧输出电流的一半。
[0008] 进一步地，每一子模块输出0，Udc/N，2Udc/N三个电平，其中Udc为外部直流系统中直流电压源输出电压值的一半。
[0009] 上述基于耦合电感双降压型子模块的模块化多电平变换器拓扑结构的控制方法包括如下步骤：
[0010] (1)对系统共模分量采用电压电流双闭环控制，即系统共模电压作为电压外环控制对象，系统共模电流作为电流内环控制对象，采用比例积分控制器，通过控制共模电流的直流分量来调节外部直流系统对子模块单元的功率注入，确定在使得子模块共模电压维持在系统共模电压给定值2Udc/N时的系统共模调制信号mcm；其中Udc为外部直流系统中直流电压源输出电压值的一半；
[0011] (2)以系统差模分量为控制对象，设计相应的电流环，通过比例谐振控制器减小输出稳态误差，提高动态响应性能，得到系统差模调制信号mdm；
[0012] (3)以耦合电感双降压型子模块的共模电流为控制对象，设计相应的电流环，采用比例积分控制器以提供合适的直流偏置，保证系统始终运行在电流连续工况，该电流环以子模块的共模电流调制信号m0j作为输出，j＝{u,l}，u和l分别表示上下桥臂；
[0013] (4)对系统共模调制信号mcm，系统差模调制信号mdm和子模块的共模电流调制信号m0j进行组合得到各子模块的调制信号；
[0014] (5)对模块化多电平拓扑结构采用载波移相策略，使得将步骤(4)中得到的各子模块的调制信号与各子模块的载波进行比较，将比较后的脉冲作为每个子模块的开关信号。
[0015] 进一步地，步骤(1)具体包括如下子步骤：(11)将系统共模电压给定值2Udc/N经比例积分控制器进行调节，得到系统共模电流给定值；(12)检测系统共模电流实际值，将给定值与实际值相减得到共模电流误差值，经电流内环比例积分控制器调节得到第一电感电压值；(13)将Udc与第一电感电压值相减，除以系统级PWM增益并经过延时环节后得到系统共模调制信号mcm；其中所述系统级PWM增益等于N*Udc_cm，Udc_cm为系统共模电压值。
[0016] 进一步地，步骤(2)具体包括如下子步骤：(21)将目标输出的差模电流峰值乘以sin(2πfot)，其中fo为调制波频率，得到系统差模电流给定值；(22)检测系统差模电流实际值，将给定值与实际值相减得到差模电流误差值，经比例谐振控制器调节得到第二电感电压值；(23)将交流侧电压Ug与第二电感电压值相减，除以所述系统级PWM增益N*Udc_cm后经过延时环节后得到系统差模调制信号mdm。
[0017] 进一步地，步骤(3)具体包括如下子步骤：(31)将系统共模电流给定值和目标输出的交流电流峰值相加，乘以0.5K，得到子模块共模电流给定值；其中K为耦合电感直流偏置所需的裕度；(32)检测子模块共模电流实际值，将给定值与实际值相减得到共模电流误差值，经比例积分控制器调节得到第三电感电压值；(33)将第三电感电压值除以子模块级PWM增益经过延时环节后得到子模块的共模调制信号m0j；其中所述子模块级PWM增益等于Udc_cm，Udc_cm为系统共模电压值。
[0018] 进一步地，步骤(4)中，将mcm+mdm+m0u的结果作为上桥臂子模块中第一IGBT的调制信号，将mcm+mdm-m0u作为上桥臂子模块中第二IGBT的调制信号，将mcm-mdm+m0l作为下桥臂子模块中第一IGBT的调制信号，将mcm-mdm-m0l作为下桥臂子模块中第二IGBT的调制信号。
[0019] 有益效果：与现有技术相比，本发明将多电平逆变器作为子模块，使得2N个模块单元的模块化多电平逆变器输出4N+1个电平，改善了输出电能质量。子模块拓扑采用耦合电感双降压型逆变器，克服了传统半桥模块的桥臂直通问题，运行效率得到提高。此外，针对该拓扑结构，本发明提出有效的控制策略，包括对系统共模电压的电压环控制，对系统共模电流和差模电流的电流环控制以及对子模块共模电流的电流环控制，大大提高了拓扑的动态性能。总之，本发明的子模块不存在桥臂直通问题，无需设置死区，大大减小了电压畸变率。2N个子模块输出4N+1个电平，使得输出电压更加逼近正弦波，系统的有效性和可靠性大大提高。同时，本发明对所提出的拓扑进行电压电流环控制，调节直流侧和交流侧的功率平衡，提高系统的稳定性。
附图说明
[0020] 图1是模块化多电平拓扑结构图；
[0021] 图2(a)是本发明拓扑结构的系统级共模电流控制方法示意图；图2(b)是本发明拓扑结构的系统级差模电流控制方法示意图；
[0022] 图3(a)是本发明拓扑结构的上桥臂的耦合电感双降压型子模块共模电流控制方法示意图；图3(b)是本发明拓扑结构的下桥臂的子模块共模电流控制方法示意图；
[0023] 图4(a)和4(b)是当开关频率为5kHz时系统响应仿真波形。
具体实施方式
[0024] 以下是结合附图对本发明进行详细说明。
[0025] 如图1的左侧所示，本发明的基于耦合电感双降压型子模块的模块化多电平变换器拓扑结构包括：两组完全相同的耦合电感双降压型子模块和耦合电感Lm。每组子模块包括N个首尾相连的子模块。第一组子模块SMu1至SMuN位于上桥臂中，且第一个子模块SMU1的首端与外部直流系统的正极相连，第二组子模块SMl1至SMlN位于下桥臂中，且第N个子模块SMlN的尾端与外部直流系统的负极相连。其中，外部直流系统内包括直流电压源。第一组子模块中第N个子模块SMUN的尾端经由耦合电感Lm与第二组子模块中第一个子模块SMl1的首端相连。耦合电感Lm的中点与外部交流系统的正极相连，外部直流系统中的直流电压源与外部交流系统的负极相连。其中，外部交流系统包括交流电压源和滤波电感Lg。此外，由于电感线圈中的电阻不可忽略以及整个多电平变换器拓扑结构呈对称分布，因此可以等效为上下桥臂中各自具有一个阻值为Rs的等效电阻，且外部交流系统中具有一个阻值为Rg的等效电阻。
[0026] 如图1的右侧所示，SMu1至SMuN和SMl1至SMlN中每一子模块为基于耦合电感的双降压型子模块。具体而言，每一子模块包括并联电容、两个绝缘栅双极型晶体管IGBT、两个续流二极管VD和一个子模块耦合电感。子模块的首尾两端具有三条并联支路，并联电容位于第一并联支路中，第一IGBT和第一VD串联形成第二并联支路，第二IGBT和第二VD串联形成第三并联支路。第二和第三并联支路相互反接(即各支路中IGBT和VD的排列位置相反)且各自中点分别与子模块耦合电感的两端相连。子模块的输入端口跨接在首尾两端，输出端口跨接在子模块耦合电感的中点和子模块的尾端。
[0027] 在基于耦合电感双降压型子模块的模块化多电平拓扑结构中，外部交流系统与直流系统的中点共地，为交流系统的电流提供流通路径。
[0028] 外部直流系统通过共模电流向子模块发出功率，外部交流系统通过差模电流吸收子模块存储的功率，实现能量的双向流动。其中，共模电流只在变换器内部或者外部直流系统侧流动，而不流经外部交流系统；差模电流的大小为外部交流系统侧输出电流的一半。
[0029] 子模块采用耦合电感双降压型多电平逆变器，由于子模块中的耦合电感保证了电流的单向导通，开关管绝缘栅双极型晶体管(IGBT)无需反并联二极管。
[0030] 以本发明的拓扑结构中上下桥臂各2个子模块为例，直流侧电压Udc＝100V,假设上下桥臂每个子模块的电容电压均相等，为100V。耦合电感中点和子模块负端作为子模块交流输出电压uacj，j＝{u,l}，u和l分别表示上下桥臂)。两个全控器件IGBT作为开关使用，分别记为SAj，SBj，当SAj或SBj的值为“1”代表开关导通，为“0”代表开关关断，当SAjSBj＝00时，uacj＝50V；当SAjSBj＝01时，uacj＝0；当SAjSBj＝10时，uacj＝100V；当SAjSBj＝11时，uacj＝50V。即本发明所提出的采用耦合电感双降压型逆变器输出0，50V，100V三个电平。
[0031] 上面介绍了基于耦合电感双降压型子模块的模块化多电平变换器拓扑结构，以下介绍其控制方法，该实施例中：每个桥臂包括两个子模块(即N＝2)，子模块共模电压维持在100V，系统共模电压给定值Udc_cm为100V，调制波频率fo＝50Hz，各个子模块中的载波频率fc均设置为5kHz。该控制方法包括如下步骤：
[0032] 步骤1：对系统共模分量采用电压电流双闭环控制，即系统共模电压作为电压外环控制对象，系统共模电流作为电流内环控制对象，采用比例积分控制器，通过控制共模电流的直流分量来调节外部直流系统对子模块单元的功率注入，使得子模块共模电压维持在100V。具体而言，步骤1具体包括如下子步骤：
[0033] 1.1)将系统共模电压给定值100V经电压外环比例积分控制器进行调节，得到系统共模电流给定值；
[0034] 1.2).检测系统共模电流实际值，将给定值与实际值相减得到共模电流误差值，经电流内环比例积分控制器调节得到第一电感电压值；
[0035] 1.3).将直流侧电压Udc与1.2)中得到的第一电感电压相减，除以系统级PWM增益200V后得到共模调制信号mcm。此处的系统级PWM增益是根据PWM调制下系统的数学模型即等效电路确定的，其计算方式为N*Udc_cm，Udc_cm为系统共模电压值，由于此实施例中N＝2，因此，PWM增益等于2*100V＝200V。
[0036] 步骤2：以系统差模分量为控制对象，设计电流环，通过比例谐振控制器减小输出稳态误差，从而提高动态响应性能，得到系统差模调制信号mdm。具体而言，步骤2包括以下子步骤：
[0037] 2.1)将目标输出的交流电流峰值乘以sin(2πfot)(fo＝50Hz)，得到系统差模电流给定值；
[0038] 2.2)检测系统差模电流实际值，将给定值与实际值相减得到差模电流误差值,经比例谐振控制器调节得到第二电感电压值；
[0039] 2.3)将交流侧电压ug与2.2)中得到的第二电感电压相减，除以系统级PWM增益200V后得到差模调制信号mdm。
[0040] 步骤3：以耦合电感双降压型子模块的共模电流为控制对象，设计电流环，通过比例积分控制器提供合适的直流偏置，保证系统始终运行在电流连续工况，该电流环以子模块的共模电流调制信号m0j作为输出。具体而言，步骤3包括以下子步骤：
[0041] 3.1)将共模电流给定值和目标输出的交流电流峰值相加，乘以0.5K，得到子模块共模电流给定值。其中K为耦合电感直流偏置所需的裕度；
[0042] 3.2)检测子模块共模电流实际值，将给定值与实际值相减得到共模电流误差值，经比例积分控制器调节得到第三电感电压值；
[0043] 3.3)将3.2)中得到的第三电感电压值除以子模块级PWM增益100V后得到子模块的共模调制信号m0j。此处的子模块级PWM增益是根据PWM调制下单个子模块的数学模型即等效电路确定的，其值等于系统共模电压值Udc_cm，因此，子模块级PWM增益等于100V。
[0044] 步骤4：将调制信号mcm，mdm，m0j进行相应的组合得到各模块单元的调制信号。mcm+mdm+m0u作为上桥臂子模块开关管SAu的调制信号，mcm+mdm-m0u作为上桥臂子模块开关管SBu的调制信号，mcm-mdm+m0l作为下桥臂开关管SAl的调制信号，mcm-mdm-m0l作为下桥臂开关管SBl的调制信号。
[0045] 步骤5：对模块化多电平采用载波移相策略，上下桥臂分别有各自的载波组，各桥臂内N个子模块载波依次移相π/N，上下桥臂相对应位置的(如上桥臂和下桥臂各自的第一个子模块)两组载波之间移相π/2N，每个子模块两个开关管之间移相π。将调制波与载波比较后的脉冲作为每个模块单元的开关信号，因而本发明所提出的模块化多电平逆变器可在交流侧输出0，±n*Udc/2N(n＝1,2,……2N)等共4N+1个电平。相比传统的以半桥为子模块的模块化多电平，多输出2N个电平数，输出电压波形更加逼近正弦波，提高电能质量。
[0046] 在步骤1至步骤5中，电流环比例积分控制器和比例谐振控制器的参数与外部直流系统中直流电压源电压Udc，电感值L(该电感值L代表各子模块的耦合电感、MMC交流侧耦合电感和网侧电感的等效电感)及载波频率fc有关。
[0047] 图4(a)和4(b)通过仿真验证本发明所提拓扑及其控制方法的动态响应性能，仿真时间0.6s，载波频率为5kHz。在0.3s时刻系统差模电流峰值从15A阶跃到23A后保持不变。从图4(a)中可得交流输出电压是以±100V为上下限关于时间轴上下对称的9电平，与理论相符。由于对子模块共模电流进行了闭环控制，保证了桥臂电流单向流通且在阶跃前后始终有5A左右裕度，使得子模块能够工作在连续运行状态，如图4(b)所示。仿真波形在阶跃动作后2～3个基波周期后迅速稳定在新的指令值，因而，闭环控制方法具备可行性和有效性，系统动态性能良好，电压电流调节器参数整定具有准确性。
