一种基于LCL型光伏逆变器的PIR优化控制方法

摘要

本发明在静止（αβ）坐标系下提出一种基于LCL型光伏逆变器的PIR优化控制方法：首先，利用瞬时功率直接计算电流参考指令并与逆变侧电流比较；其次，在计算电流参考指令时引入陷波器F(s)以消除电网偏移对滤波的影响；最后，在αβ坐标下通过PIR控制器和SVPWM产生调制波对逆变器进行控制。该优化控制方法不仅可以简化坐标变换以及解耦计算工作，而且可以减少旋转（dq）坐标系下正序电压/电流分离过程所带来的计算量，部分简化系统的复杂度。同时，也提高了对光伏逆变器输出谐波的抑制能力，降低了逆变器并网电流的总谐波畸变率。

权利要求

1.一种基于LCL型光伏逆变器的PIR优化控制方法，其特征在于，包括以下步骤：S1、采集逆变器侧电感输出的三相电流值和电网三相电压值，并经过Clark变换后得到αβ坐标系下的电流实际值ilα与ilβ、并网电压实际值ugα与ugβ；

S2、将获取电流内环的电流信号通过瞬时功率公式计算得出相应结果，并作为并网逆变器输出的电流参考值iα-ref与iβ-ref，并与电流实际值ilα与ilβ，比较得到电流误差值iψ与S3、将电流误差值iψ与 输入由PI控制器与PR控制器结合改进而成的PIR控制器中，得到输出控制量uε与uη；

S4、采集电容侧输出的三相电压值，并经过Clark变换后得到αβ坐标系下的电容电压实际值ucα与ucβ；

S5、控制量与并网电压实际值ugα与ugβ以及获取到的电容电压实际值ucα与ucβ相比较得到并网控制器的实际控制量，通过anti-Clark反变换得到uabc，最后通过SVPWM产生调制波，以达到对并网逆变器进行控制。

2.根据权利要求1所述的一种基于LCL型光伏逆变器的PIR优化控制方法，其特征在于，步骤S1两相静止坐标系下并网逆变器状态空间方程为：其中，r＝α、β，Ll和Lg为逆变器侧和电网侧电感，ug为三相电压，ek为电网的三相各相电压，C为电容，uc为电容电压，其中k＝a、b、c。

3.根据权利要求2所述的一种基于LCL型光伏逆变器的PIR优化控制方法，其特征在于，基于所述状态空间方程可得αβ坐标系下LCL型滤波器的开环传递函数为：此时，可得到系统谐振角频率为：

同理，若不考虑滤波电容，则可得单电感L型滤波器为：

其中，L＝Ll+Lg。

4.根据权利要求1所述的一种基于LCL型光伏逆变器的PIR优化控制方法，其特征在于，步骤S2基于瞬时功率原理得到电流内环的电流信号：其中，F(s)＝(s2+w2)/(s2+as+w2)，w＝314rad/s，m＝2.5t-0.5，m为电流参考调节系数，范围为0≤m≤1。

5.根据权利要求1所述的一种基于LCL型光伏逆变器的PIR优化控制方法，其特征在于，步骤S3中设计改进型的PIR控制器传递函数为：其中， N＝2n+1，ζ＝0.0001。

6.根据权利要求5所述的一种基于LCL型光伏逆变器的PIR优化控制方法，其特征在于，所述改进型PIR控制器，在系统中1、3、5、7次波时，即50Hz、150Hz、250Hz、350Hz开环的传递函数Gopen(S)以及电网扰动下的传递函数Grd(S)和闭环传递函数Gclose(S)为：Gopen(S)＝GPIR(S)Gd(S)GLCL(S)

其中，Gd(s)＝Udc/(Ts+1)，T为逆变器开关频率。

说明书

一种基于LCL型光伏逆变器的PIR优化控制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及光伏并网逆变器控制技术领域，更具体地，涉及一种基于LCL 型光伏逆变器的PIR优化控制方法。

背景技术

[0002] 光伏发电已经成为人们广泛关注与应用的新能源之一，并网逆变器作为光 伏发电入网的重要电力接口，针对在同步旋转坐标系下存在并网电压不平衡、 低次谐波，导致输出电流发生严重畸变问题，传统方法是选择LCL型三相光伏 逆变器旋转坐标系下的PI、PR、重复控制策略，以达到对谐波电流的抑制。但 是单独的PI、PR、重复控制策略很难同时满足系统的动态性能与稳定性能的要 求，并且旋转坐标系下的坐标变换与解耦计算比较复杂。同时，一些方法需要 锁相环和对电压/电流正负进行分离，而且坐标变换繁琐，并且计算量较大，增 加了计算难度。

[0003] 因此，如何简化系统的复杂度和抑制谐波，同时提高输出电流质量是本领 域技术人员亟需解决的问题。

[0004] 目前，并网电流的主流控制有比例(PI)控制、谐振(PR)控制和比例谐 振(PIR)控制等，研制的控制器也广泛用于电网谐波治理领域：2012年第17 期的《电力系统保护与控制》中《LCL并网逆变器新型电流双闭环控制策略研 究》和2014年第21期的《电测与仪表》中《基于LCL型三相并网逆变器的改 进PR控制策略研究》提出新型并网逆变器电流双闭环控制策略，利用重复PR 复合控制策略实现对并网电流的高性能控制，但对高频信号抑制效果不是很好； 2018年第9期《电气传动》中《光伏逆变器并网电流谐波抑制方法》采用PI控 制方法提出复合谐波抑制策略，可以一定程度抑制并网电流的低次谐波，减小 稳态误差，但算法过程比较繁琐；2015年第6期《IEEEInternationalConference onApplied Super conductivity and Electro-magnetic Devices》中《Grid-connected photovoltaic systemusing compoundcurrent control ofthe novel repetitive andPI》 采用有限脉冲响应数字滤波器作为重复控制器，并有效利用PI控制技术，有效 抑制了电流谐波，但在高频处会出现失真现象；2012年第9期《IEEETransactions on Power Electronics》中《Enhanced Decoupled Double Synchronous Reference Frame Current Controller for Unbalanced GridVoltage Conditions》和2014年第21 期《电测与仪表》中《一种适用于不平衡电网情况下的改进型控制策略研究》 分析了双同步参考系(DSRF)控制器的性能，在dq坐标系下结合传统PI控制 以获取三相平衡的输出电流，但需要对电压/电流正负进行分离，并且计算量较 大；2016年第23期《电力系统保护与控制》中《不平衡电网电压下光伏并网逆 变器滑模直接电压/功率控制策略》提出基于滑模控制，以消除负序电流为控制 目标的改进直接电压/功率控制策略，但同样需要锁相环和对电压/电流正负进行 分离，而且坐标变换繁琐，增加了计算难度。

[0005] 上述方法都是在理想的情况下实现，坐标变换繁琐，增加了计算难度，在 实际电网电压不平衡下应用中，通常光伏逆变器的入网电流会发生三相不对称、 谐波含量增加以及输出电流发生波动的问题，仍然会导致轻微或者严重的电流 畸变问题，使得输出电流质量较差。

发明内容

[0006] 本发明要解决的技术问题是针对现有技术不足和缺陷，提供一种基于LCL 型光伏逆变器的PIR优化控制方法。

[0007] 为实现上述目的，本发明采用以下技术方案：

[0008] 一种基于LCL型光伏逆变器的PIR优化控制方法，包括以下步骤：

[0009] S1、采集逆变器侧电感输出的三相电流值和电网三相电压值，并经过Clark 变换后得到αβ坐标系下的电流实际值ilα与ilβ、并网电压实际值ugα与ugβ；

[0010] S2、将获取电流内环的电流信号通过瞬时功率公式计算得出相应结果，并 作为并网逆变器输出的电流参考值iα-ref与iβ-ref，并与电流实际值ilα与ilβ比较，得 到电流误差值iψ与

[0011] S3、将电流误差值iψ与 输入由PI控制器与PR控制器结合改进而成的PIR 控制器中，得到输出控制量uε与uη；

[0012] S4、采集电容侧输出的三相电压值，并经过Clark变换后得到αβ坐标系下的 电容电压实际值ucα与ucβ；

[0013] S5、控制量与并网电压实际值ugα与ugβ以及获取到的电容电压实际值ucα与 ucβ相比较得到并网控制器的实际控制量，通过anti-Clark反变换得到uabc，最后 通过SVPWM产生调制波，以达到对并网逆变器进行控制。

[0014] 进一步地，步骤S1两相静止坐标系下并网逆变器状态空间方程为：

[0015]

[0016] 其中，r＝α、β，Ll和Lg为逆变器侧和电网侧电感，ug为三相电压，ek为 电网的三相各相电压，C为电容，uc为电容电压，其中k＝a、b、c。

[0017] 更进一步地，基于所述状态空间方程可得两相静止坐标系下LCL型滤波器 的开环传递函数为：

[0018]

[0019] 此时，可得到系统谐振角频率为：

[0020]

[0021] 同理，若不考虑滤波电容，则可得单电感L型滤波器为：

[0022]

[0023] 其中，L＝Ll+Lg。

[0024] 进一步地，步骤S2基于瞬时功率原理并网逆变器输出的电流参考值iα-ref与 iβ-ref为：

[0025]

[0026] 其中，F(s)＝(s2+w)/(s2+as+w2)，w＝314rad/s，m＝2.5t-0.5，m为电流参考调 节系数，范围为0≤m≤1。

[0027] 步骤S3中的利用传统的PI与PR控制器得到现有未改进的的PIR，此时通 常使用的PR与PIR函数为：

[0028]

[0029]

[0030] 再进一步地，根据步骤S3可设计改进型的PIR控制器：

[0031]

[0032] 其中， N＝2n+1，ζ＝0.0001。

[0033] 再进一步地，上述提出的一种基于LCL型光伏逆变器的PIR优化控制方法， 其特征在于，所述改进型PIR控制器设计，在系统中1、3、5、7次波即50Hz、 150Hz、250Hz、350Hz开环的传递函数Gopen(S)以及电网扰动下的传递函数Grd(S)和闭环传递函数Gclose(S)分别为：

[0034] Gopen(S)＝GPIR(S)Gd(S)GLCL(S)

[0035]

[0036]

[0037] 其中，Gd(s)＝Udc/(Ts+1)，T为逆变器开关频率。

[0038] 本发明的有益效果为：

[0039] 1、本发明通过应用基于LCL型光伏逆变器的PIR控制器，简化了传统控 制方案在dq坐标系下，复杂的坐标变换与解耦计算过程。

[0040] 2、本发明减少了dq坐标系下正序电压/电流分离过程所带来的计算量，可 部分简化系统的复杂度。同时，也提高了对光伏逆变器输出谐波的抑制能力， 在一定程度上降低了逆变器并网电流的总谐波畸变率。

附图说明

[0041] 图1为三相LCL型并网逆变器拓扑结构图；

[0042] 图2为αβ坐标系下LCL型滤波器模型框图；

[0043] 图3为L型与LCL型滤波器传递函数的波特图；

[0044] 图4为αβ坐标系下LCL型光伏逆变器并网控制结构框架图；

[0045] 图5为有功、无功功率随m值变化曲线图；

[0046] 图6为传统PR与未改进PIR波特图；

[0047] 图7为系统中1、3、5、7次波的开环传递函数以及电网扰动下传递函数和 闭环传递函数波特图；

[0048] 图8为不平衡电网电压波形图；

[0049] 图9为不平衡电网电压下功率波形图；

[0050] 图10为dq系下传统PR控制下并网电流图；

[0051] 图11为dq系下传统PR控制下A相并网电流谐波含量图；

[0052] 图12为αβ系下未改进PIR控制下并网电流图；

[0053] 图13为αβ系下未改进PR控制下A相并网电流谐波含量图；

[0054] 图14为αβ系下改进型PIR控制下并网电流图；

[0055] 图15为αβ系下改进型PIR控制下A相并网电流谐波含量图；

[0056] 表1为系统仿真参数值表；

[0057] 表2为传统PR、未改进PIR及改进PIR控制器并网电流幅值Mag及波形 总THD比较表。

具体实施方式

[0058] 下面结合具体实施例对本发明作进一步的说明。

[0059] 本实施例提供了一种基于LCL型光伏逆变器的PIR优化控制策略，即在静 止坐标系下结合传统的PI与PR两者控制器的控制特性，对现有PIR控制器进 行改进。首先，利用瞬时功率直接计算电流参考指令并与逆变侧电流比较；其 次引入在计算电流参考指令时引入陷波器以消除电网偏移对滤波的影响；最后 在αβ坐标下通过PIR控制器实现SVPWM，此过程无需锁相环及电压和电流正 负序分离的计算，较于dq坐标一定程度降低了计算复杂度。该方案简化了坐标 变换与解耦计算，而且提高了对光伏逆变器输出电流谐波的抑制能力，降低了 并网电流的总谐波畸变率。最后，通过仿真验证了理论分析和控制策略的有效 性。

[0060] 本实例中，逆变器侧和电网侧线路上的寄生电阻在此忽略不计，其中Ll和 Lg为逆变器侧和电网侧电感，ug为三相电压，ek为电网的三相各相电压，C为电 容，uc为电容电压，其中k＝a、b、c。其拓扑结构如图1所示，由图1可得静止 坐标下状态逆变器模型为：

[0061]

[0062] 其中r＝α、β。此时静止坐标系下LCL型滤波器模型框图如图2所示，可 求得基于LCL型光伏逆变器并网电流与输出电压之间的传递函数为：

[0063]

[0064] 此时，可得到系统谐振角频率为：

[0065]

[0066] 同理，若不考虑滤波电容，则可得单电感L型滤波器为：

[0067]

[0068] 其中，L＝Ll+Lg。如图3所示，利用MATLAB可得到相应L型与LCL型滤 波器传递函数的波特图，可知当L和LCL型滤波器电感值相当时，在低频段两 者信号的增益基本一致；而在高频段，LCL型滤波器衰减速度变快，变为-60 dB/dec，L型滤波器衰减速度不变，仍为-20dB/dec。故LCL滤波器相对于L型 滤波器对高频信号有更显著的衰减效果。

[0069] 如图4所示，本实施例中αβ坐标系下LCL型光伏逆变器并网控制结构框架， 该优化系统控制策略具体为：

[0070] 通过Clark变换三相电网的电压和电流，以获得αβ坐标中的电压uαβ和电流 量iαβ。利用瞬时功率求取电流参考值iαβ-ref并与电网反馈电流iαβ作比较，通过设 计改进的PIR控制器产生uαβ-ref，并且与电网电压反馈干扰补偿项uαβ和电容侧电 压ucαβ比较，以减少系统控制器引起的误差影响。最后，将反Clark变换后的控 制量通过更新延迟环节进行采样和脉宽调制，并对并网逆变器进行稳定控制。

[0071] 下面从内电流参考值求取、传统PR与PIR控制器设计、PIR控制器优化 设计对系统整体进行。

[0072] (i)内电流参考值求取满足如下数学关系：

[0073]

[0074] 其中，F(s)＝(s2+w2)/(s2+as+w2)，w＝314rad/s，m＝2.5t-0.5，m为电流参 考调节系数，范围为0≤m≤1；

[0075] 若(i)中若m＝1时，并网P、Q波动较小；m＝0时，并网P、Q有波动且较大； 0

[0076] (ii)传统PR与PIR控制器设计

[0077] 现目前传统PR与PIR控制器通常用利用比例KP、积分Ki与广义积分环节 Kr来实现对并网电流的调节，波特图如图6所示，通常PR与PIR的传递函数为：

[0078]

[0079]

[0080] (iii)PIR控制器优化设计

[0081] 本实施例结合跟踪直流信号比较好的PI控制器与PR控制器进一步对PIR 控制器进行优化改进，得到传递函数为：

[0082]

[0083] (iv)PIR得到改进后，在系统中1、3、5、7次波即50Hz、150Hz、250Hz、350 Hz开环的传递函数Gopen(S)以及电网扰动下的传递函数Grd(S)和闭环传递函数 Gclose(S)分别为：

[0084] Gopen(S)＝GPIR(S)Gd(S)GLCL(S)

[0085]

[0086]

[0087] 其中，Gd(s)＝Udc/(Ts+1)，T为逆变器开关频率。此时，系统闭环幅频特性为 单位增益，相频特性为零相移，可以实现比较好的控制性能。相应的波特图如 图7所示。

[0088] 本实施例在MATLAB/Simulink仿真软件对文中基于LCL型光伏逆变器的 PIR优化控制方法进行搭建仿真模型，系统仿真参数值如表1所示。表1

[0089] 系统的并网电压电流对比仿真结果如图8～15所示。其中图为8～9不平衡电 网电压下入网电压及功率波形，图10～15为不同控制以及改进后PIR控制下， 并网电流波形及A相并网电流谐波含量。如图9所示，在0.3时刻改变有功与 无功功率参考之后，并网电流发生突变，得到图8～15仿真结果，其中：

[0090] (i)图10～11为旋转坐标系下采用传统PR控制的并网电流波形及谐波含量 的实验仿真图。由仿真结果表明，旋转坐标系中使用了传统PR控制，A相并网 电流谐波含量为6.35％，总谐波畸变率较高，高于并网标准的5％。

[0091] (ii)图12～13为静止坐标系下采用未改进的PIR即一般PIR控制的并网电流 波形及谐波含量的实验仿真图。由仿真结果表明，在静止坐标系下使用未改进 的PIR控制策略的优化设计方案中，A相并网电流谐波含量为4.54％，总谐波 畸变率相对于旋转坐标系中使用了传统PR控制方法较小，低于并网标准的5％， 如图13所示，满足并网标准的要求。

[0092] (iii)图14～15为静止坐标系下采用改进的PIR控制的并网电流波形及谐波 含量的实验仿真图。由仿真结果表明，在静止坐标系下使用改进的PIR控制策 略，得到A相并网电流谐波含量仅为1.51％，总谐波畸变率相对于旋转坐标系 中使用了传统PR控制和静止坐标系下使用未改进的PIR控制策略方法都小，远 低于并网标准的5％，如图15所示，满足本实例并网的要求。

[0093] (iv)表2为不平衡电网各相电压下并网电流幅值Mag(单位为A)及波形 总THD比较(结果为百分比)，从表中可以看出在静止坐标系下采用改进的PIR 控制各相并网电流谐波含量均低于前两者。故该优化控制策略具有良好的有效 性和可行性。

[0094] 表2综上，本发明在静止坐标系下提出一种基于LCL型光伏逆变器的PIR优化 控制策略方案，对基于LCL型光伏逆变器的PIR优化控制策略进行分析，实现 了不平衡电网下光伏逆变器功率与电能质量的协调控制。该策略不仅简化了坐 标变换和解耦计算过程，同时也更好地抑制了谐波对并网电流质量的影响，改 善了并网的电流质量。同时在改进后的PIR保留了传统的PI与PR控制器的优 点，在一定程度上降低了电压不平衡下并网电流THD，提高了系统的动态性能 稳定性能。

[0095] 以上所述实例仅是为充分说明本发明而所举的较佳的实施例，本发明的保 护范围不限于此。本技术领域的技术人员在本发明基础上所作的等同替代或变 换，均在本发明的保护范围之内。