本发明公开了一种动态无线充电系统效率优化的方法，包括如下步骤：通过最大效率理论分析，得到最大效率所对应的与互感、负载无关的最优输出电压，利用双闭环PI控制算出脉冲密度d，将经过模式选择得到的输入密度d1和副边电流的同步信号作用于基于ΔΣ调制的脉冲密度调制(PDM)，从而将副边半控整流电路的四种工作模式按特定比例均匀组合，使电压稳定在最优值，结构简单，易于实现。本发明可以在优化效率的同时实现高精度、低纹波稳压，仅在副边对半控整流桥进行控制，无需原副边通信，并且可以通过同步信号驱动实现软开关，有效提高了无线充电系统的动态性能。仿真结果表明采用该优化方法能够实现无线充电系统在动态情况下的高效率运行。
1.一种动态无线充电系统效率优化的方法，其特征在于，包括如下步骤：
步骤1：根据动态情况下无线充电系统效率与互感、负载的关系推导最大效率点对应的最优等效负载，进而得出系统的最优输出、输入电压比，以及最优输出电压的表达式；
步骤2：利用步骤1中得到最优输出电压作为电压参考值Vref，对比Vref与实际输出电压V0，将两者的差值输入到PI控制器，输出副边电流的参考值，使之与实际副边电流i2的差值经过PI控制器得到计算的脉冲密度d；
步骤3：根据步骤2得到的d进行模式选择：模式Ⅰ为半控整流桥的有源整流模式，波形为方波；模式Ⅱ和Ⅲ为过渡模式，波形为正方波；模式Ⅳ为短路模式，波形为低电平“0”。再根据相应的算法处理d得到脉冲密度调制的输入密度d1；
步骤4：副边电流i2经过同步信号发生器生成电流的同步信号；
步骤5：将步骤3得到的d1和步骤4得到同步信号输入脉冲密度调制PDM模块，得到密度可调的调制波形，再经过逻辑关系的处理得到驱动信号作用于半控整流桥，实现稳压。
2.根据权利要求1所述的一种动态无线充电系统效率优化的方法，其特征在于，所述步骤1中，系统效率与互感、负载有关，当原、副边电路谐振角频率都为ω时，系统效率为：
其中R1和R2分别为原、副边线圈的等效内阻，RE为等效负载电阻，M为互感；
最大效率点对应的最优等效负载可以通过对效率求导并令导数为零求得，当(ωM)2>>R1R2时,最优等效负载电阻REopt为：无线充电系统的最优输出电压和输入电压比即系统效率最大时的电压增益GVopt为：其中U1为逆变器输出电压的有效值，U2opt为效率最大点对应的最优半控整流桥输入电压的有效值；
在特定的无线充电系统中，R1和R2为定值，当U1不变时，最优输出电压为定值，与互感、负载无关。
3.根据权利要求1所述的一种动态无线充电系统效率优化的方法，其特征在于，所述步骤2中，输出电压的参考值为：
4.根据权利要求1所述的一种动态无线充电系统效率优化的方法，其特征在于，无线充电系统包括发送部分和接收部分。发送部分包括直流电源、开关管S1～S4构成的高频逆变器、发射线圈的寄生电阻R1、自感为L1的初级线圈；接收部分包括自感为L2的次级线圈、接收线圈的寄生电阻R2、二极管D1～D4和开关管S5、S6构成的半控整流桥、滤波电容Cf和电池负载RL。
5.根据权利要求4所述的一种动态无线充电系统效率优化的方法，其特征在于，步骤3中，在脉冲密度调制下系统中半控整流桥的四种工作模式为：模式Ⅰ：前半周期S6和D1导通，S5关断，正向副边电流i2由D1流向滤波电容和负载，再由S6流回；后半周期S5和D3导通，S6关断，反向副边电流i2由D3流向滤波电容和负载，再由S5流回，电路处于充电状态；
模式Ⅱ：S6导通，S5关断，在前半个周期，正向副边电流i2由D1流向S6从而给负载传输能量；在后半周期中，反向副边电流i2由S6流向D2，副边短路，能量在谐振回路中以无功的形式交换；
模式Ⅲ：S6持续导通，前半周期S5关断，正向副边电流i2由D1流向S6来给负载传输能量；
后半周期S5导通，反向副边电流i2由S6流向S5，副边短路，能量在谐振回路中以无功的形式交换；
模式Ⅳ：S5和S6开通，正向副边电流i2由S5流向S6再流回；反向副边电流i2由S6流向S5再流回，副边短路，能量不向负载传递。
6.根据权利要求1所述的一种动态无线充电系统效率优化的方法，其特征在于，所述步骤3中，当0.5＜d≤1时，选择模式Ⅰ和模式Ⅱ组合，此时d1＝(d-0.5)*2；当0＜d≤0.5时,选择模式Ⅲ和模式Ⅳ组合,此时d1＝d*2。
7.根据权利要求1所述的一种动态无线充电系统效率优化的方法，其特征在于，所述步骤5中包括，同步信号驱动可以实现软开关，采用基于ΔΣ的脉冲密度调制方法，能够实现任意实数值的脉冲密度，并且脉冲分布均匀，当模式Ⅰ、Ⅱ组合时，一路驱动信号为脉冲密度调制PDM输出调制波形，另一路驱动信号取反；当选择模式Ⅲ、Ⅳ组合时，一路驱动信号为PDM输出波形，另一路驱动信号持续输出高电平。
8.根据权利要求7所述的一种动态无线充电系统效率优化的方法，其特征在于，基于ΔΣ的脉冲密度调制方法的具体过程为：输入脉冲的上升沿触发带延时积分器,积分器累加输入的脉冲密度d1和比较器输出的差值，在ΔΣ调制器中引入一个前馈来解决积分器所产生的一个单位的延时，再通过比较器来实现量化，使输出信号为“1”与“0”的结合，合理选择比较器的数值可以使输出分布均匀，这里比较器的数值选为≥0.6。输入脉冲和ΔΣ调制器的输出经过“与”门的作用输出密度可调的调制信号。
一种动态无线充电系统效率优化方法
技术领域
[0001] 本发明属于电力电子领域，具体涉及基于动态无线充电系统效率优化方法。
背景技术
[0002] 电能传输在社会发展中至关重要，如何安全可靠、灵活便携地传输电能是现代电力领域研究的重点内容。为了克服有线充电的弊端，无线充电(Wireless Power Transfer,WPT)被提出。其利用电磁场等软介质实现非接触电能传输，凭借安全稳定、清洁环保、维护方便等优点而广泛应用于生物医学、电子产品、交通等领域。
[0003] 为了保证无线充电系统的高效、稳定，系统效率是一个重要指标。许多措施被用来提高效率：改进补偿结构、优化电路参数、最大效率点追踪等。由于动态情况下系统的互感和负载是变化的，改善补偿结构和优化电路参数并不能保证良好的实时性，而最大效率点追踪能够实时对效率跟踪优化，保证系统动态下的高效率。最大效率点追踪方法中，主要可以分为三类：等效负载变换、输入电压控制、输出电压控制。前两类方法使等效负载和输入电压处于各自的最优值从而维持高效率，但是仍然需要再加一个控制自由度来控制系统的输出，因此需要两个控制自由度。而控制输出电压使之等于最优值可以在优化效率的同时实现稳压，因此只需要一个自由度，控制结构简单。控制输出电压有多中方法：PWM，PSM，PFM，PDM等。PWM和PSM存在硬开关问题，PFM需要原副边通信，PDM的精度和纹波情况有待提高。
发明内容
[0004] 发明目的：基于上述技术问题，本发明提出了一种动态无线充电系统效率优化方法，无需原副边通信，控制结构简单，高精度、低纹波、经济性好并且能够实现软开关。
[0005] 技术方案：为实现上述发明目的，本发明采用如下技术方案：
[0006] 一种动态无线充电系统效率优化的方法，包括如下步骤：
[0007] 步骤1：根据动态情况下无线充电系统效率与互感、负载的关系推导最大效率点对应的最优等效负载，进而得出系统的最优输出、输入电压比，以及最优输出电压的表达式；
[0008] 系统效率与互感、负载有关，当原、副边电路谐振角频率都为ω时，系统效率为：
[0009]
[0010] 其中R1和R2分别为原、副边线圈的等效内阻，RE为等效负载电阻，M为互感；
[0011] 最大效率点对应的最优等效负载可以通过对效率求导并令导数为零求得，当(ωM)2>>R1R2时,最优等效负载电阻REopt为：
[0012]
[0013] 无线充电系统的最优输出电压和输入电压比即系统效率最大时的电压增益GVopt为：
[0014]
[0015] 从而最优输出电压U2opt的表达式为：
[0016]
[0017] 在特定的无线充电系统中，R1和R2为定值，当U1不变时，最优输出电压为定值，与互感、负载无关。
[0018] 步骤2：利用步骤1中得到最优电压作为电压参考值Vref，对比Vref与实际输出电压V0，将两者的差值输入到PI控制器，输出副边电流的参考值，使之与实际副边电流i2的差值经过PI控制器得到计算的脉冲密度d；
[0019] 输出电压的参考值为：
[0020]
[0021] 步骤3：根据步骤2得到的d进行模式选择：模式Ⅰ为半控整流桥的有源整流模式，波形为方波；模式Ⅱ和Ⅲ为过渡模式，波形为正方波；模式Ⅳ为短路模式，波形为低电平“0”。再根据相应的算法处理d得到脉冲密度调制的输入密度d1。
[0022] 无线充电系统包括发送部分和接收部分。发送部分包括直流电源、开关管S1～S4构成的高频逆变器、发射线圈的寄生电阻R1、自感为L1的初级线圈；接收部分包括自感为L2的次级线圈、接收线圈的寄生电阻R2、二极管D1～D4和开关管S5、S6构成的半控整流桥、滤波电容Cf和电池负载RL。在脉冲密度调制下半控整流桥可能有以下几种工作模式：
[0023] 模式Ⅰ：前半周期S6和D1导通，S5关断，正向副边电流i2由D1流向滤波电容和负载，再由S6流回；后半周期S5和D3导通，S6关断。反向副边电流i2由D3流向滤波电容和负载，再由S5流回。电路处于充电状态。
[0024] 模式Ⅱ：S6导通，S5关断。在前半个周期，正向副边电流i2由D1流向S6从而给负载传输能量；在后半周期中，反向副边电流i2由S6流向D2，副边短路，能量在谐振回路中以无功的形式交换。
[0025] 模式Ⅲ：S6持续导通。前半周期S5关断，正向副边电流i2由D1流向S6来给负载传输能量；后半周期S5导通，反向副边电流i2由S6流向S5，副边短路，能量在谐振回路中以无功的形式交换。
[0026] 模式Ⅳ：S5和S6开通。正向副边电流i2由S5流向S6再流回；反向副边电流i2由S6流向S5再流回。副边短路，能量不向负载传递。
[0027] 当0.5＜d≤1时，选择模式Ⅰ和模式Ⅱ组合，此时d1＝(d-0.5)*2；当0＜d≤0.5时,选择模式Ⅲ和模式Ⅳ组合,此时d1＝d*2。
[0028] 步骤4：副边电流i2经过同步信号发生器生成电流的同步信号；
[0029] 步骤5：将步骤3得到的d1和步骤4得到同步信号输入脉冲密度调制PDM模块，得到密度可调的调制波形，再经过逻辑关系的处理得到驱动信号作用于半控整流桥，实现稳压。同步信号驱动可以实现软开关，采用基于ΔΣ的脉冲密度调制方法，能够实现任意实数值的脉冲密度，并且脉冲分布均匀，当模式Ⅰ、Ⅱ组合时，一路驱动信号为脉冲密度调制PDM输出调制波形，另一路驱动信号取反；当选择模式Ⅲ、Ⅳ组合时，一路驱动信号为PDM输出波形，另一路驱动信号持续输出高电平。
[0030] 基于ΔΣ的脉冲密度调制方法的具体过程为：输入脉冲的上升沿触发带延时积分器,积分器累加输入的脉冲密度d1和比较器输出的差值，在ΔΣ调制器中引入一个前馈来解决积分器所产生的一个单位的延时，再通过比较器来实现量化，使输出信号为“1”与“0”的结合，合理选择比较器的数值可以使输出分布均匀，这里比较器的数值选为≥0.6。输入脉冲和ΔΣ调制器的输出经过“与”门的作用输出密度可调的调制信号。
[0031] 本发明具有以下有益效果：本发明公开了一种动态无线充电系统效率优化方法。通过将系统的输出电压稳定在最优值来实现效率优化，省去了一个控制自由度，同时还避免了原副边通信，使无线充电系统结构得到简化。所提出的改进的PDM模块包括基于ΔΣ的PDM和驱动信号的逻辑处理，基于ΔΣ的PDM分布均匀，能够实现任意实数值的脉冲密度并且保证软开关，而驱动信号的逻辑处理可以将半控整流桥的三种工作模式按比例均匀组合，减小纹波。从而在实现系统高精度、低纹波稳压的同时优化效率，并且保证软开关。
附图说明
[0032] 图1：本发明提出的一种动态无线充电系统效率优化控制结构图；
[0033] 图2：本发明提出的PDM下半控整流桥的工作波形；
[0034] 图3：本发明提出的同步信号原理框图；
[0035] 图4：本发明提出的基于ΔΣ的PDM框图；
[0036] 图5：本发明提出的驱动信号逻辑图；(a)0.5＜d≤1；(b)0＜d≤0.5；
[0037] 图6：半控整流桥输入电压波形；(a)d＝0.7；(b)d＝0.3；
[0038] 图7：负载突变时输出电压波形；
[0039] 图8：副边电流和驱动信号波形；
[0040] 图9：不同模式下纹波比较；
[0041] 图10：效率优化效果。
具体实施方式
[0042] 下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。
[0043] 图1为本发明的一种动态无线充电系统效率优化控制结构框图。可以看出无线充电系统包括发送部分和接收部分。发送部分包括直流电源、开关管S1～S4构成的高频逆变器、发射线圈的寄生电阻R1、自感为L1的初级线圈；接收部分包括自感为L2的次级线圈、接收线圈的寄生电阻R2、二极管D1～D4和开关管S5、S6构成的半控整流桥、滤波电容Cf和电池负载RL。控制部分包括脉冲密度计算、模式选择、PDM驱动，具体为：
[0044] 步骤1：根据动态情况下无线充电系统效率与互感、负载的关系推导最大效率点对应的最优等效负载，进而得出系统的最优输出、输入电压比，以及最优输出电压的表达式；
[0045] 系统效率与互感、负载有关，当原、副边电路谐振角频率都为ω时，系统效率为：
[0046]
[0047] 其中R1和R2分别为原、副边线圈的等效内阻，RE为等效负载电阻，M为互感；
[0048] 最大效率点对应的最优等效负载可以通过对效率求导并令导数为零求得，当(ωM)2>>R1R2时,最优等效负载电阻REopt为：
[0049] 无线充电系统的最优输出电压和输入电压比即系统效率最大时的电压增益GVopt为：
[0050]
[0051] 从而最优输出电压U2opt的表达式为：
[0052]
[0053] 在特定的无线充电系统中，R1和R2为定值，当U1不变时，最优输出电压为定值，与互感、负载无关。
[0054] 步骤2：利用步骤1中得到最优电压作为电压参考值Vref，对比Vref与实际输出电压V0，将两者的差值输入到PI控制器，输出副边电流的参考值，使之与实际副边电流i2的差值经过PI控制器得到计算的脉冲密度d。
[0055] 输出电压的参考值为：
[0056]
[0057] 双闭环PI控制可以保证系统在参数突变的情况下的快速动态响应，控制结构简单、稳定。
[0058] 步骤3：根据步骤2得到的d进行模式选择：模式Ⅰ为半控整流桥的有源整流模式，波形为方波；模式Ⅱ和Ⅲ为过渡模式，波形为正方波；模式Ⅳ为短路模式，波形为低电平“0”。再根据相应的算法处理d得到脉冲密度调制的输入密度d1。
[0059] PDM下半控整流桥的工作波形如图2所示。根据半控整流桥开关管的开闭情况可分为以下几个模式：
[0060] 模式Ⅰ(t0～t1)：前半周期S6和D1导通，S5关断，正向副边电流i2由D1流向滤波电容和负载，再由S6流回；后半周期S5和D3导通，S6关断。反向副边电流i2由D3流向滤波电容和负载，再由S5流回。电路处于充电状态。
[0061] 模式Ⅱ(t1～t2)：S6导通，S5关断。在前半个周期，正向副边电流i2由D1流向S6从而给负载传输能量；在后半周期中，反向副边电流i2由S6流向D2，副边短路，能量在谐振回路中以无功的形式交换。
[0062] 模式Ⅲ(t2～t3)：S6持续导通。前半周期S5关断，正向副边电流i2由D1流向S6来给负载传输能量；后半周期S5导通，反向副边电流i2由S6流向S5，副边短路，能量在谐振回路中以无功的形式交换。
[0063] 模式Ⅳ(t3～t4)：S5和S6开通。正向副边电流i2由S5流向S6再流回；反向副边电流i2由S6流向S5再流回。副边短路，能量不向负载传递。
[0064] 实际中半控整流桥并不仅有这三种模式，但是为了控制方便，选择这三种加以控制。根据控制需求，可以选择合适的工作模式并使之按照特定的比例均匀组合，实现低纹波稳压。
[0065] 当0.5＜d≤1时，选择模式Ⅰ和模式Ⅱ组合，此时d1＝(d-0.5)*2；当0＜d≤0.5时,选择模式Ⅲ和模式Ⅳ组合,此时d1＝d*2。
[0066] 步骤4：副边电流i2经过同步信号发生器生成电流的同步信号；
[0067] 如图3所示为同步信号产生的原理框图，通过传感器对i2检测后，进行调理滤波，再加入RC串联超前校正，以弥补控制电路对所检测信号的延迟。在信号调理补偿电路后，检测i2过零点，将交流信号转换为同相位方波，保证过零检测电路的数字方波跟随副边电流i2的变化。
[0068] 步骤5：将步骤3得到的d1和步骤4得到同步信号输入脉冲密度调制PDM模块，得到密度可调的调制波形，再经过逻辑关系的处理得到驱动信号作用于半控整流桥，实现稳压。
[0069] 如图4所示，脉冲的上升沿触发带延时积分器,积分器累加输入的脉冲密度d1和比较器输出的差值，在ΔΣ调制器中引入一个前馈来解决积分器所产生的一个单位的延时，再通过比较器来实现量化，使输出信号为“1”与“0”的结合，合理选择比较器的数值可以使输出分布均匀，这里比较器的数值选为≥0.6。输入脉冲和ΔΣ调制器的输出经过“与”门的作用输出密度可调的调制信号。采用基于ΔΣ的PDM，能够实现任意实数值的脉冲密度，分布均匀，同时保证软开关。
[0070] 同步信号驱动可以实现软开关，采用基于ΔΣ的脉冲密度调制方法，能够实现任意实数值的脉冲密度，并且脉冲分布均匀，当模式Ⅰ、Ⅱ组合时，一路驱动信号为脉冲密度调制PDM输出调制波形，另一路驱动信号取反；当选择模式Ⅲ、Ⅳ组合时，一路驱动信号为PDM输出波形，另一路驱动信号持续输出高电平，如图5所示。
[0071] 图6给出不同脉冲密度下的半控整流桥的输入电压波形，可以看出脉冲密度在0.5～1之间是模式Ⅰ、Ⅱ组合，在0～0.1之间是模式Ⅲ、Ⅳ组合，且脉冲分布均匀。图7为负载突变时的输出电压，可以快速、精确地稳定于100V。当d＝0.4时，驱动信号和副边电流波形如图8所示，电流缩小了6倍。可以看出，驱动信号分布均匀。i2参考方向如图1所示，当驱动信号ugs_S5由低电平变为高电平时i2为负值，即i2在死区时间内反向通过开关管S5，对S5放电，对S6充电，S5实现零电压开通，开关管S6同理。图9和图10分别表明了本发明纹波和效率上的优势，四模式组合的纹波在不同脉冲密度下都小于等于两模式组合，而通过稳压也可以在动态情况下优化效率。
[0072] 在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示意性实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。
[0073] 尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。
