射频电路

摘要

本揭露公开一种射频(RF)电路。在一个实例中，RF电路包括RF振荡器和功率放大器。RF振荡器配置成产生RF信号。功率放大器配置成基于RF信号来产生放大RF信号。功率放大器包括：变压器，包括初级绕组和次级绕组；以及反馈电容器，与初级绕组和次级绕组电性耦接。

权利要求

1.一种射频电路，其特征在于，包括：射频振荡器，配置成产生射频信号；以及功率放大器，配置成基于所述射频信号来产生放大射频信号，其中所述功率放大器包括：变压器，包括初级绕组及次级绕组，以及反馈电容器，与所述初级绕组及所述次级绕组电性耦接。

说明书

射频电路

技术领域

[0001] 本揭露涉及一种射频电路。

背景技术

[0002] 超低功率(Ultra-low power；ULP)无线电加强了无线物联网(Internet of Thing；IoT)的短程通信。然而，IoT系统的寿命仍往往会受到发射器功耗和可用电池技术的严重限制。射频(RF)发射器(例如ULP发射器)通常包括锁相回路(phase locked loop；PLL)，所述锁相回路产生与跟输入信号的相相关的相相关联的输出信号。

[0003] PLL(例如全数字PLL)可采用具有数字功率放大器(digital power amplifier；DPA)的数字控制振荡器(digitally controlled oscillator；DCO)来切换电流源以降低电源电压和功率而不牺牲其启动裕度。当DPA在与DCO的工作频率类似的频率下具有谐波失真时，在DCO处出现注入牵引以将其工作频率牵引到具有谐波失真。如此，包括DCO和DPA的RF发射器的效率将受到谐波失真以及注入牵引的影响。

[0004] 因此，常规发射器电路不完全令人满意。

发明内容

[0005] 根据本揭露的实施例，射频电路包括射频振荡器以及功率放大器。射频振荡器配置成产生射频信号。功率放大器配置成基于射频信号来产生放大射频信号。功率放大器包括变压器以及反馈电容器。变压器包括初级绕组及次级绕组。反馈电容器与初级绕组及次级绕组电性耦接。

[0006] 根据本揭露的实施例，射频电路包括射频振荡器以及功率放大器。射频振荡器配置成产生射频信号。功率放大器配置成基于射频信号来产生放大射频信号。功率放大器包括第一变压器。第一变压器包括第一初级绕组及第一次级绕组。射频振荡器包括磁性耦合于第一初级绕组与第一次级绕组之间的线圈。

[0007] 根据本揭露的实施例，用于抑制包括变压器和反馈电容器的功率放大器的谐波失真的方法包括：在变压器的初级绕组处产生具有相对于给定阶谐波的谐波失真的第一信号；通过反馈电容器发送第一信号以在变压器的次级绕组处产生第二信号，其中第二信号的给定阶谐波为第一信号的给定阶谐波的反相；通过初级绕组与次级绕组之间的磁性耦合将第二信号作为反馈发送到初级绕组；以及使用第二信号补偿第一信号以抑制谐波失真。

附图说明

[0008] 结合附图阅读以下详细描述将最佳地理解本揭露的各个方面。应注意，各种特征未必按比例绘制。实际上，出于论述的清楚起见，可任意地增大或减小各种特征的尺寸和几何结构。贯穿说明书和图式，相同附图标记表示相同特征。

[0009] 图1示出根据本揭露的一些实施例的包括数字控制振荡器(DCO)和数字功率放大器(DPA)的示例性射频(RF)电路的部分。

[0010] 图2示出根据本揭露的一些实施例的示例性RF电路的DCO与DPA之间的交互。

[0011] 图3A示出根据本揭露的一些实施例的示例性RF电路的单端DPA中的反馈电容器。

[0012] 图3B示出根据本揭露的一些实施例的由在示例性RF电路中具有反馈电容器的单端DPA执行的功能。

[0013] 图3C示出根据本揭露的一些实施例的在示例性RF电路中具有反馈电容器的单端DPA的性能。

[0014] 图4A示出根据本揭露的一些实施例的在示例性RF电路中从DPA到DCO的注入牵引的减轻。

[0015] 图4B示出根据本揭露的一些实施例的图4A中所示的注入牵引减轻的性能。

[0016] 图5示出根据本揭露的一些实施例的包括DCO和DPA的示例性RF电路的同心八边形布局拓扑。

[0017] 图6示出根据本揭露的一些实施例的用于抑制由功率放大器发射的谐波失真的示例性方法。

[0018] 附图标号说明

[0019] 100、200、400：射频电路；

[0020] 102、SPI：串行外围接口；

[0021] 104、OTW：振荡器调谐字；

[0022] 110、210、DCO：数字控制振荡器；

[0023] 112、422：分频器；

[0024] 120、220、420、DPA：数字功率放大器；

[0025] 121：运算放大器比较器；

[0026] 122、ACW：幅值控制字；

[0027] 123、313：温度计编码器；

[0028] 126：功率放大器阵列；

[0029] 128：输出节点；

[0030] 211、221、321、411、421、511、521：初级绕组；

[0031] 212、222、322、412、422、512、522：次级绕组；

[0032] 215、216：可调偏压；

[0033] 218、418、518：线圈；

[0034] 226、326、CC：反馈电容器；

[0035] 300：单端数字功率放大器；

[0036] 320：功率放大器阵列电路；

[0037] 328、DPAOUT：单端输出；

[0038] 382：输出功率；

[0039] 384：功率放大器效率；

[0040] 386：二阶谐波失真功率；

[0041] 388：谐波失真发射性能；

[0042] 430：补偿电路；

[0043] 431、433：第二对晶体管；

[0044] 432、434：第一对晶体管；

[0045] 482、484：注入牵引杂波；

[0046] 414、438、514、VB、VT：偏置电压；

[0047] 416、516、VDD、VDDDCO、VDDDPA：电源电压；

[0048] 500：同心八边形布局拓扑；

[0049] 600：示例性方法；

[0050] 602、604、606、608：操作；

[0051] C、C1、C2、CS、CL：电容；

[0052] DCOTEST：测试端；

[0053] f0、2f0、3f0：频率；

[0054] Iin：电流源；

[0055] k、km：耦合系数；

[0056] Lp、Ls：电感；

[0057] rp、rs：电阻；

[0058] P1、P2、PI1、PI2、S1、S2、SI1、SI2：端；

[0059] Vin+、Vin-：输入端；

[0060] Vout：输出端。

具体实施方式

[0061] 以下公开内容描述用于实施主题的不同特征的各种示例性实施例。下文描述组件和布置的特定实例以简化本揭露。当然，这些只是实例且并不意图为限制性的。举例来说，在以下描述中，第一特征在第二特征上方或第二特征上形成可包括第一特征与第二特征直接接触地形成的实施例，且还可包括额外特征可在第一特征与第二特征之间形成以使得第一特征与第二特征可以不直接接触的实施例。另外，本揭露可在各种实例中重复附图标记和/或字母。此重复是出于简化和清楚的目的，且本身并不指示所论述的各种实施例和/或配置之间的关系。

[0062] 此外，为易于描述，可在本文中使用如“在…下面(beneath)”、“在…下方(below)”、“下部(lower)”、“在…上方(above)”、“上部(upper)”以及类似物的空间相对术语来描述如图式中所示出的一个元件或特征与另一元件或特征的关系。除图式中所描绘的定向以外，空间相对术语意图涵盖装置在使用或操作中的不同定向。设备可以其它方式定向(旋转90度或处于其它定向)，且本文中所使用的空间相对描述词同样可相应地进行解释。

[0063] 数字控制振荡器(DCO)和数字功率放大器(DPA)是射频(RF)电路中的常见组件。当两个组件均耦接在电路中时，DPA可能在与DCO的工作频率类似的频率下发射谐波，这导致在DCO处的注入牵引或甚至注入锁定。

[0064] 本揭露旨在减少或去除振荡器处的注入牵引，从而使得电路能够以低电源电压操作且易于克服工艺变化。在一个实施例中，所公开的电路包括具有电容器和以反相配置操作的匹配网络变压器的功率放大器。电容器电性耦接于匹配网络变压器的初级绕组与次级绕组之间。充当反馈电容器，电容器可在谐波下增强从次级绕组到初级绕组的反馈耦接，以抑制或消除在此谐波下的谐波失真的发射，从而减轻在电路中的振荡器处的注入牵引。

[0065] 在另一实施例中，振荡器包括线圈，所述线圈磁性耦合于功率放大器的初级绕组与次级绕组之间以对耦接进行感测，并将放大但反相的信号发送回到绕组以消除或补偿向振荡器中的谐波注入。线圈的补偿强度可由偏置电压来控制以在功率放大器与振荡器之间形成在低于某一阈值的谐波下的磁性耦合系数。举例来说，所述谐波可以是二阶谐波或三阶谐波。

[0066] 本揭露适用于所有种类的包括锁相回路和/或频率合成器的电路。所公开的解决方案可以容易的实施方案和对接方案来节省电路面积。

[0067] 图1示出根据本揭露的一些实施例的包括数字控制振荡器(DCO)110和数字功率放大器(DPA)120的示例性射频(RF)电路100的部分。如图1中所示，示例性RF电路100包括串行外围接口(serial peripheral interface；SPI)102、DCO 110、分频器112以及DPA 120。

[0068] 在此实例中，DCO 110可通过SPI 102例如从控制字发生器(图1中未绘示)接收振荡器调谐字(oscillator tuning word)OTW 104。根据振荡器调谐字OTW 104，DCO 110可产生振荡器信号，例如用于发射的射频(RF)信号。在一些实施例中，振荡器调谐字OTW 104提供相应操作电压来控制振荡器信号的频率。因此，DCO 110配置成基于振荡器调谐字OTW来改变振荡器信号的频率。对于PLL，在多个时钟循环内，振荡器调谐字OTW 104通过最小化相位误差信号来驱动电路100进入锁定状态。在此实例中，输出振荡器信号具有频率2f0。

[0069] 在一些实施例中，分频器112配置成对振荡器信号的频率进行分频以输出降频振荡器信号。在此实例中，分频器112将振荡器信号的频率2f0除以二，以输出频率为f0的降频振荡器信号。举例来说，当振荡器信号的频率为约1.8吉赫(GHz)时，降频振荡器信号的频率为约0.9吉赫。分频器112的输入端与DCO 110的输出端电性耦接以接收振荡器信号。分频器112的输出端与DPA 120电性耦接。降频振荡器信号可充当DPA 120的RF时钟信号。

[0070] 在此实例中，DPA 120配置成根据降频振荡器信号在输出节点128处产生输出信号。在此实例中，DPA 120包括运算放大器(op-amp)比较器121、温度计编码器123以及功率放大器(PA)阵列126，例如E类PA阵列。运算放大器比较器121可将两个输入电压信号进行比较以产生低压差分信号(low-voltage differential signaling；LVDS)输出作为幅值控制字(amplitude control word)ACW 122。运算放大器比较器121将幅值控制字ACW 122输出到温度计编码器123以用于编码。在一个实施例中，DPA 120可以是单端差分DPA。

[0071] 在此实例中，温度计编码器123接收并编码来自运算放大器比较器121的幅值控制字ACW 122。温度计编码器123充当调制器以产生用以控制PA阵列126的数字信号，从而调整输出节点128处的输出信号的幅值。运算放大器比较器121和温度计编码器123形成模/数转换器(analog-to-digital convertor；ADC)。温度计编码器123产生处于不同调谐强度的已编码ACW。已编码ACW可用以对PA阵列126的输出信号的幅值进行粗调和微调。温度计编码器123可将粗调信号和微调信号发送到PA阵列126以进行功率放大。

[0072] 在此实例中，PA阵列126从温度计编码器123接收粗调信号和微调信号，并从分频器112接收频率f0的RF时钟信号。PA阵列126的输出信号(即DPA120在输出节点128处的输出信号)可以是降频振荡器信号的放大信号，且与降频振荡器信号或与RF时钟信号具有相同的基频f0。但当功率放大器对信号进行放大时，除基频以外，谐波还会被放大(例如二阶谐波2f0或三阶谐波3f0)，这可能导致通过由于DCO 110与DPA 120之间的磁性耦合的注入牵引而从DPA120到DCO 110的谐波失真(harmonic distortion；HD)发射。举例来说，如果DPA 120从DPA 120内部的匹配网络变压器以频率2f0发射二阶谐波失真(second-order harmonic distortion；HD2)，那么便可能在DCO 110处出现注入牵引，所述DCO 110的内部变压器也在频率2f0附近工作。为了避免此注入牵引，相对于频率2f0下的HD2，在示例性RF电路100中添加牵引减轻机制。在各种实施例中，所述牵引减轻机制可对包括任何振荡器和任何功率放大器的电路起作用。在各种实施例中，牵引减轻机制可减轻除HD2以外的谐波失真的注入牵引。

[0073] 作为牵引减轻机制的一实例，PA阵列126可包括变压器和反馈电容器。变压器包括初级绕组和次级绕组。反馈电容器与初级绕组和次级绕组电性耦接以增强从次级绕组到初级绕组的反馈耦接，从而抑制由PA阵列126产生的放大RF信号的至少一种谐波失真，例如二阶谐波失真(HD2)。

[0074] 图2示出根据本揭露的一些实施例的示例性RF电路200的DCO 210与DPA220之间的交互作用。在一个实施例中，DCO 210与DPA 220彼此耦接为图1中的DCO 110与DPA 120。如图2中所示，在此实例中，DCO 210包括具有初级绕组211和次级绕组212的变压器；且在此实例中，DPA 220包括具有初级绕组221和次级绕组222的变压器。由于两个变压器在示例性RF电路200中彼此靠近，因此其可彼此磁性耦合，这可能导致DCO 210处的注入牵引。举例来说，DCO 210以频率2f0操作，并将处于频率f0的RF时钟信号通过分频器发送到DPA 220以进行放大。在DPA 220放大RF时钟信号之后，除基频f0以外，所述放大信号可能具有谐波，例如处于频率2f0的二阶谐波、处于频率3f0的三阶谐波等。由于DPA 220定位在接近于DCO 210处且由于二阶谐波2f0与DCO210的工作频率相同，因此在频率2f0处的放大信号的分量可能通过DCO 210与DPA 220的两个变压器之间的磁性耦合而导致DCO 210处的注入牵引。

[0075] 如图2中所示，一种可能的牵引减轻机制是基于与DPA 220中的匹配网络变压器的初级绕组221和次级绕组222电性耦接的反馈电容器226。在一个实施例中，反馈电容器226在二阶谐波2f0下增强从匹配网络变压器的次级绕组222到初级绕组221的反馈耦接以消除或至少抑制来自DPA 220的HD2发射。在一个实施例中，包括初级绕组221和次级绕组222的匹配网络具有负载品质因数(loaded quality factor)(Q因数)，所述负载品质因数足够高以使得由于匹配网络的滤波功能因而也将三阶谐波失真(HD3)发射抑制在给定阈值以下。

[0076] 如图2中所示，另一种可能的牵引减轻机制是基于DPA 220中的匹配网络变压器的初级绕组221与次级绕组222之间的线圈或绕组218的磁性耦合。线圈218与DCO 210电性耦接且由与线圈218相关联的可调偏压215、216来控制。可调偏压215、216的偏置电压可基于线圈218对初级绕组221与次级绕组222之间的耦接的感测来控制。通过控制偏置电压，DCO 210可通过线圈218将放大但反相的信号发送回到初级绕组221和次级绕组222以消除或抑制来自DPA 220的谐波失真。另外，通过基于在线圈218处所感测到的信息来控制偏置电压，DCO 210与DPA 220之间的耦合系数变小，即从DPA 220到DCO 210的注入牵引减轻。

[0077] 图3A示出根据本揭露的一些实施例的示例性RF电路的单端DPA 300中的反馈电容器326。在图3A中所示的一实施例中，RF电路利用反馈电容器326来消除或抑制来自单端DPA 300的谐波失真。在此实例中，单端DPA 300包括具有单端输出328的PA阵列电路320。

[0078] 在此实例中，温度计编码器313产生已编码幅值控制字ACW并将其发送到PA阵列电路320。PA阵列电路320从温度计编码器313接收已编码幅值控制字ACW，并从例如DCO接收频率为0.9吉赫的RF时钟信号。基于不同调谐强度，PA阵列电路320可对RF时钟信号进行放大以在单端输出328处产生放大RF信号。PA阵列电路320中的反馈电容器326电性耦接于PA阵列电路320的初级绕组321与次级绕组322之间。如上文所论述，PA阵列电路320中的反馈电容器326可有助于增强初级绕组321与次级绕组322之间的耦合系数km，从而消除或抑制由单端DPA 300发射的谐波失真。下文参考图3B提供对简单反馈耦接消除(feedback coupling cancellation；FBCC)的详细描述。

[0079] 图3B示出根据本揭露的一些实施例的由在示例性RF电路中具有反馈电容器326的单端DPA(例如图3A中的单端DPA 300)执行的功能。在如图3B中所示的一实例中，反馈电容器326从初级绕组321侧接收由正弦波表示的HD2信号，并在次级绕组322侧产生由反相正弦波表示的反相HD2信号。经由初级绕组321与次级绕组322之间的耦接将反相HD2信号作为反馈发送回到初级绕组321侧，以补偿或消除原始HD2信号。在理想情况下，补偿HD2信号将不具有处于HD2频率的幅值分量，即在单端输出328处的HD2完全消除。

[0080] 图3C示出根据本揭露的一些实施例的在示例性RF电路中具有反馈电容器(例如图3A和图3B中的反馈电容器326)的单端DPA(例如图3A中的单端DPA 300)的性能。如图3C中所示，在基频900兆赫(MHz)下，在单端DPA300的单端输出328处的输出功率382超过11分贝毫瓦(dBm)。单端DPA 300的PA效率384在基频900兆赫下最高。另外，当基频处于900兆赫时，HD2功率386为最低。具体地说，谐波失真发射性能388展现出具有等于0的偏置电压，即除反馈电容器326以外，并没有具有额外线圈的补偿路径或补偿路径被断开。在不进行任何校准的情况下，在基频900兆赫下，将处于频率1.8吉赫的HD2发射抑制为-50分贝(dBc)，且将处于频率2.7吉赫的HD3发射抑制为-47分贝。

[0081] 图4A示出根据本揭露的一些实施例的在示例性RF电路400中从DPA到DCO的注入牵引的减轻。如图4A中所示，示例性RF电路400包括DPA 420、分频器422以及DCO。图4A中的DCO覆盖除了分频器422和DPA 420的组件以外的所有组件。DCO包括具有彼此磁性耦合的初级绕组411与次级绕组412的DCO变压器。在此实例中，初级绕组411与0.3伏的电源电压VDD耦接；次级绕组412与偏置电压VB耦接。

[0082] 分频器422耦接于DCO与DPA 420之间。如上文所论述，在DCO产生例如处于频率1.8吉赫的振荡器信号之后，分频器422对振荡器信号的频率进行分频以产生具有表示振荡器信号除以二的频率的平均频率的时钟信号。DPA420配置成基于来自分频器422的时钟信号产生具有基频0.9吉赫的放大RF信号。

[0083] 在此实例中，DPA 420包括具有彼此磁性耦合的初级绕组421与次级绕组422的DPA变压器。当包括初级绕组421和次级绕组422的DPA变压器以基频0.9吉赫操作时，其HD2发射是在频率1.8吉赫下，与包括初级绕组411和次级绕组412的DCO变压器的工作频率相同。

[0084] 为了减轻在HD2频率和/或其它谐波频率下从DPA变压器到DCO变压器的注入牵引，DCO还包括补偿电路430，所述补偿电路包括线圈418或与线圈418耦接。线圈418磁性耦合于初级绕组421与次级绕组422之间以对DPA变压器的耦接进行感测。补偿电路430例如基于线圈418的感测结果来控制与线圈418相关联的偏置电压VT 438，以例如通过将放大但反相的信号作为磁性耦合反馈从DCO发送到DPA，从而相对于从DPA到DCO的至少一种谐波注入减轻磁性耦合。在一个实施例中，至少一种谐波注入包括向DCO的二阶谐波注入。

[0085] 在此实例中，补偿电路430更包括：第一对晶体管432、434，其栅极分别与线圈418的两端耦接；以及第二对晶体管431、433，其栅极分别与次级绕组412的两端耦接。晶体管431与晶体管432串联连接。晶体管433与晶体管433串联连接。在没有反馈电容器的情况下，示例性RF电路400在此实例中通过由偏置电压VT 438所控制的从DCO到DPA的磁性耦合反馈，利用感测线圈418和补偿电路430来减轻DPA在DCO处引发的注入牵引。举例来说，通过控制偏置电压VT 438，可将线圈418的电压和电感调谐，从而通过将磁性耦合反馈从线圈418发送到DPA变压器来影响DCO变压器(包括初级绕组411和次级绕组412)与DPA变压器(包括初级绕组421和次级绕组422)之间的耦合系数。当将DCO变压器与DPA变压器之间的耦合系数控制在低于某一阈值时，注入牵引减轻。

[0086] 图4B示出根据本揭露的一些实施例的图4A中所示的注入牵引减轻的性能。如图4B中所示，由DPA在DCO处引发的注入牵引杂波482减轻到-57.5分贝，其中频率偏移5兆赫，且将偏置电压VT 438调谐为0.3伏。在此实例中，对于偏置电压VT 438的不同值，将由DPA在DCO处引发的注入牵引杂波(即注入反牵引信号)484最小化为0.3伏。

[0087] 图5示出根据本揭露的一些实施例的包括DCO和DPA的示例性RF电路的同心八边形布局拓扑500。在此示例性同心八边形布局拓扑500中，DPA变压器放置在DCO变压器的内径内。根据具有较小大小的八边形布局，DPA变压器包括初级绕组521和次级绕组522。根据具有较大大小的八边形布局，DCO变压器包括初级绕组511和次级绕组512。较大八边形布局在DPA变压器的较小八边形布局外部且与其同心。初级绕组511与电源电压VDD 516耦接。次级绕组512与偏置电压VB 514耦接。

[0088] 在此实例中，DCO变压器与线圈518电性耦接。线圈518放置在较小八边形布局中的DPA变压器的初级绕组521与次级绕组522之间。线圈518与初级绕组521和次级绕组522磁性耦合，且可对DPA变压器的耦接进行感测以将放大但反相的信号发送回到DPA变压器绕组，从而消除或减轻向DCO中的HD2注入。

[0089] 在一个实施例中，在DPA变压器的最外匝与DCO变压器的最内匝之间保留最小距离，以使DPA与DCO之间处于某一谐波的耦合系数保持在给定阈值以下。

[0090] 图6示出根据本揭露的一些实施例的用于抑制由具有变压器的功率放大器发射的谐波失真的示例性方法600。如图6中所示，在操作602处，在变压器的初级绕组处产生具有相对于给定阶谐波的谐波失真的第一信号。在操作604处，通过反馈电容器发送第一信号以在变压器的次级绕组处产生第二信号。第二信号的给定阶谐波是第一信号的给定阶谐波的反相。在操作606处，通过初级绕组与次级绕组之间的磁性耦合将第二信号作为反馈发送到初级绕组。在操作608处，使用第二信号补偿第一信号以抑制谐波失真。

[0091] 可理解，图6中所示的步骤的次序可根据本揭露的不同实施例而改变。

[0092] 在一实施例中，公开一种电路。所述电路包括：射频(RF)振荡器和功率放大器。RF振荡器配置成产生RF信号。功率放大器配置成基于RF信号来产生放大RF信号。功率放大器包括：变压器，包括初级绕组和次级绕组；和反馈电容器，与初级绕组和次级绕组电性耦接。

[0093] 在一实施例中，射频振荡器为根据振荡器调谐字来产生射频信号的数字控制振荡器。功率放大器为单端差分数字功率放大器。

[0094] 在一实施例中，反馈电容器增强从次级绕组到初级绕组的反馈耦接以抑制放大射频信号的至少一种谐波失真。

[0095] 在一实施例中，至少一种谐波失真包括放大射频信号的二阶谐波失真。

[0096] 在一实施例中，所述电路更包括分频器。分频器耦接于射频振荡器与功率放大器之间，且配置成产生具有表示射频信号除以二的频率的平均频率的时钟信号。功率放大器配置成基于时钟信号来产生放大射频信号。

[0097] 在一实施例中，功率放大器包括具有负载品质因数的匹配网络。负载品质因数足够高以使得由反馈电容器将放大射频信号的三阶谐波失真抑制在给定阈值以下。

[0098] 在一实施例中，功率放大器的变压器根据同心布局拓扑放置在射频振荡器的变压器的内径内。

[0099] 在一实施例中，射频振荡器包括磁性耦合于初级绕组与次级绕组之间的线圈。

[0100] 在另一实施例中，公开一种电路。所述电路包括：射频(RF)振荡器和功率放大器。RF振荡器配置成产生RF信号。功率放大器配置成基于RF信号来产生放大RF信号。功率放大器包括第一变压器，第一变压器包括第一初级绕组和第一次级绕组。RF振荡器包括磁性耦合于第一初级绕组与第一次级绕组之间的线圈。

[0101] 在一实施例中，射频振荡器为根据振荡器调谐字来产生射频信号的数字控制振荡器。功率放大器为单端差分数字功率放大器。

[0102] 在一实施例中，射频振荡器更包括补偿电路，补偿电路与线圈耦接且配置成控制与线圈相关联的偏置电压。

[0103] 在一实施例中，偏置电压被控制以相对于从功率放大器到射频振荡器的至少一种谐波注入减轻磁性耦合。

[0104] 在一实施例中，至少一种谐波注入包括向射频振荡器的二阶谐波注入。

[0105] 在一实施例中，所述电路更包括分频器。分频器耦接于射频振荡器与功率放大器之间，且配置成产生具有表示射频信号除以二的频率的平均频率的时钟信号。功率放大器配置成基于时钟信号来产生放大射频信号。

[0106] 在一实施例中，射频振荡器更包括第二变压器。第二变压器包括第二初级绕组及第二次级绕组。

[0107] 在一实施例中，补偿电路包括第一对晶体管以及第二对晶体管。第一对晶体管的栅极分别与线圈的两端耦接。第二对晶体管的栅极分别与第二次级绕组的两端耦接。第二对晶体管中的每一个串联连接到第一对晶体管中的对应一个。

[0108] 在一实施例中，功率放大器的第一变压器根据同心布局拓扑放置在射频振荡器的第二变压器的内径内。在第一变压器的最外匝与第二变压器的最内匝之间保留最小距离，以使功率放大器与射频振荡器之间处于某一谐波的耦合系数保持在给定阈值以下。

[0109] 在一实施例中，公开一种用于抑制包括变压器和反馈电容器的功率放大器的谐波失真的方法。方法包括：在变压器的初级绕组处产生具有相对于给定阶谐波的谐波失真的第一信号；；通过反馈电容器发送第一信号以在变压器的次级绕组处产生第二信号，其中第二信号的给定阶谐波是第一信号的给定阶谐波的反相；通过初级绕组与次级绕组之间的磁性耦合将第二信号作为反馈发送到初级绕组；以及使用第二信号补偿第一信号以抑制谐波失真。

[0110] 在一实施例中，用于抑制包括变压器和反馈电容器的功率放大器的谐波失真的方法更包括：利用磁性耦合于初级绕组与次级绕组之间的线圈对初级绕组与次级绕组之间的磁性耦合进行感测；以及利用线圈将放大且反相的信号发送到初级绕组及次级绕组。线圈与振荡器电性耦接。

[0111] 在一实施例中，用于抑制包括变压器和反馈电容器的功率放大器的谐波失真的方法更包括：控制与线圈相关联的偏置电压以相对于从功率放大器到振荡器的至少一种谐波注入减轻磁性耦合。

[0112] 前述内容概述若干实施例的特征以使得本领域的普通技术人员可以更好地理解本揭露的各个方面。本领域的技术人员应了解，其可易于使用本揭露作为设计或修改用于实现本文中所引入实施例的相同目的和/或获得相同优势的其它工艺和结构的基础。本领域的技术人员还应认识到，此类等效构造并不脱离本揭露的精神和范围，且其可在不脱离本揭露的精神和范围的情况下在本文中进行各种改变、替代以及更改。