[0013] 根据图1(b)中共模干扰对消的条件vcom=vENS,结合式(2)和式(3),可以得到[0014] vcom=kvLf (4)
[0015] 由式(4)可知,所需补偿电压vcom的大小与电路中相应寄生电容的比值k以及电感两端的电压vLf有关。据此,可以采用磁耦合的方式在电感上绕制合适匝数的辅助绕组,由该辅助绕组提供所需的补偿电压,如图3所示。
[0016] 根据图3,为了得到所需的补偿电压,变换器的两根输入电源线都应加上补偿电压kvLf,使得LISN测试端到变换器电源输入侧的共模电压为kvLf。
发明内容
[0017] 本发明所要解决的技术问题是针对上述现有技术的不足,提供一种抑制Buck变换器共模传导干扰的共模电压对消方法及电路。
[0018] 为实现上述技术目的,本发明采取的技术方案为:
[0019] 一种抑制Buck变换器共模传导干扰的共模电压对消方法,所述对消方法为:通过抵消Buck变换器的共模电压,实现抑制其共模传导干扰;
[0020] 所述抵消Buck变换器的共模电压是在输入电源线上加入两个绕组;
[0021] 所述两个绕组与输出滤波电感绕组相耦合。
[0022] 优选地,上述两个绕组中的一个绕组连接输入电源的正极与Buck变换器电路输入的正极,另一个绕组连接输入电源的负极与Buck变换器电路输入的负极。
[0023] 优选地,上述两个绕组与输出滤波电感绕组的同名端关系为:与输入电源正负极分别相连的端点,与输出滤波电感绕组中与开关节点相连的端点为同名端。
[0024] 优选地,上述两个绕组的匝数相等,两个绕组的匝数由输出滤波电感绕组的匝数与Buck变换器电路中到安全地的寄生电容的比值决定。
[0025] 一种抑制Buck变换器共模传导干扰的共模电压对消电路,包括Buck变换器电路和两个绕组;所述两个绕组设于Buck变换器电路的输入电源线上,所述两个绕组与Buck变换器电路的输出滤波电感绕组相耦合。
[0026] 优选地,上述两个绕组中的一个绕组连接输入电源的正极与Buck变换器电路输入的正极,另一个绕组连接输入电源的负极与Buck变换器电路输入的负极。
[0027] 优选地,上述两个绕组与输出滤波电感绕组的同名端关系为:与输入电源正负极分别相连的端点,与输出滤波电感绕组中与开关节点相连的端点为同名端。
[0028] 优选地,上述两个绕组的匝数相等,两个绕组的匝数由输出滤波电感绕组的匝数与Buck变换器电路中到安全地的寄生电容的比值决定。
[0029] 本发明具有以下有益效果:
[0030] 本发明提出了使用共模电压对消方法实现对共模传导的抑制,通过抵消Buck变换器的共模电压,从而抑制其共模传导干扰;
[0031] 本发明通过在输入电源线上加入两个绕组,并将其与输出滤波电感绕组相耦合,实现了抵消Buck变换器的共模电压;
[0032] 本发明实现简单,不需要增加补偿电容,因此避免了补偿电容容差引入的一致性问题,从而使得本发明具有更高的实用性。
附图说明
[0033] 图1是共模电流对消方法的电路结构示意图。
[0034] 图2是共模电压对消方法的电路结构示意图。
[0035] 图3是共模电压对消方法的实现原理图。
[0036] 图4是本发明一种抑制Buck变换器共模传导干扰的共模电压对消方法的实现原理图。
[0037] 图5是本发明一种抑制Buck变换器共模传导干扰的共模电压对消电路的电路示意图。
[0038] 图6是Buck变换器的电路图。
[0039] 图7是Buck变换器的共模干扰模型电路图。
[0040] 图8是Buck变换器的戴维南等效电路图。
具体实施方式
[0041] 以下结合附图对本发明的实施例作进一步详细描述。
[0042] 本发明的一种抑制Buck变换器共模传导干扰的共模电压对消方法,所述对消方法为:通过抵消Buck变换器的共模电压,实现抑制其共模传导干扰;
[0043] 所述抵消Buck变换器的共模电压是在输入电源线上加入两个绕组;
[0044] 所述两个绕组与输出滤波电感绕组相耦合。
[0045] 实施例中,所述两个绕组中的一个绕组连接输入电源的正极与Buck变换器电路输入的正极,另一个绕组连接输入电源的负极与Buck变换器电路输入的负极。
[0046] 实施例中,所述两个绕组与输出滤波电感绕组的同名端关系如图5所示:与输入电源正负极分别相连的端点A和C,与输出滤波电感绕组中与开关节点相连的端点M为同名端。
[0047] 实施例中,所述两个绕组的匝数NAB和NCD相等,并且这两个绕组的匝数由输出滤波电感绕组的匝数NLf与Buck变换器电路中到安全地的寄生电容的比值决定。如图5所示,NAB和NCD的具体表达式为:
[0048] 本发明的一种抑制Buck变换器共模传导干扰的共模电压对消电路,包括Buck变换器电路和两个绕组;所述两个绕组设于Buck变换器电路的输入电源线上,所述两个绕组与Buck变换器电路的输出滤波电感绕组相耦合。
[0049] 实施例中,所述两个绕组中的一个绕组连接输入电源的正极与Buck变换器电路输入的正极,另一个绕组连接输入电源的负极与Buck变换器电路输入的负极。
[0050] 实施例中,所述两个绕组与输出滤波电感绕组的同名端关系为:与输入电源正负极分别相连的端点,与输出滤波电感绕组中与开关节点相连的端点为同名端。
[0051] 实施例中,所述两个绕组的匝数相等,两个绕组的匝数由输出滤波电感绕组的匝数与Buck变换器电路中到安全地的寄生电容的比值决定。
[0052] 本发明的工作原理如下:参见图4,共模电感绕组AB和共模电感绕组CD,其匝数NAB与NCD均为kNPQ,其中NPQ为滤波电感绕组的匝数。如果忽略绕组漏感,有vBD=Vin+vAB-vCD=Vin,因此加入共模电感绕组不会影响变换器的正常工作。此外,为了减小共模电感绕组的铜损,变换器的输入滤波电容Cin应放在变换器和共模电感绕组之间,使得流过共模电感绕组的电流为直流。
[0053] 根据上述分析,图5给出了采用共模电压对消的Buck变换器的电路图,共模电感绕组AB和CD的匝数均为kNLf,其中NLf为滤波电感绕组的匝数。
[0054] 下面具体推导Buck变换器共模传导干扰的等效干扰源vENS与电容Csum的表达式,并据此确定共模电感绕组的匝数。
[0055] 图6给出了Buck变换器的电路图,其中,CD1是开关节点M到保护地的寄生电容;CS1、CS2和CS3分别是输出电压正极、功率地和开关管Q的漏极到保护地的寄生电容。应用替代定理推导Buck变换器的共模干扰模型。在Buck变换器中,开关节点M的电位是高频跳变的,其共模干扰主要由CD1引起。为此,首先将续流二极管Df用波形与其两端电压波形一致的交流电压源代替。由于dvo/dt<
[0056] 利用叠加定理将该模型中25Ω电阻的右端网络进行简化:仅考虑电流源的作用,将电压源vDf短路,那么电流源iQ和iLf被短路,对共模干扰没有影响;仅考虑电压源的作用,将电流源iQ和iLf开路,然后将此子电路进行戴维南等效,所得到的电路如图8所示。其中[0057]
[0058] Csum=CD1+CS1+CS2 (5b)
[0059] 从图6可以看出,由于vDf与滤波电感电压vLf的交流分量相同,因此等效干扰源的表达式可以写成kbuckvLf。因此如图4所示,共模电感绕组AB和CD与输出滤波电感绕组相耦合,且绕组匝数均为kbuckNLf。
[0060] 以上仅是本发明的优选实施方式,本发明的保护范围并不仅局限于上述实施例,凡属于本发明思路下的技术方案均属于本发明的保护范围。应当指出,对于本技术领域的普通技术人员来说,在不脱离本发明原理前提下的若干改进和润饰,应视为本发明的保护范围。