本发明提供一种收发信机的增益平坦度补偿方法，其包括：(1)一种接收机的增益平坦度补偿方法，在数字域通过一个复系数的FIR滤波器来补偿接收通道的增益平坦度；(2)一种发射机的增益平坦度补偿方法，在数字域通过构造复系数的FIR滤波器来补偿发射通道的增益平坦度。该方法可以灵活地在补偿精度和计算量之间进行平衡；可以重点补偿频带边缘的平坦度特性，用较少的计算量获得良好的性能。
1.一种收发信机的增益平坦度补偿方法，其特征在于：包括一种接收机的增益平坦度补偿方法，在数字域通过一个复系数的FIR滤波器来补偿接收通道的增益平坦度；一种发射机的增益平坦度补偿方法，在数字域通过一个复系数的FIR滤波器来补偿发射通道的增益平坦度；
步骤1：将ADC接收到的信号转换为零中频的IQ信号；
步骤2：信号发生器设置fc-fs/2为频率起始点，并以fs/N的频率间隔发送N个频率点的单音信号，在数字域计算出每个频率点的功率Pn；其中fc为接收通道的中心频率，fs数字信号的采样频率，N取值为2的整数次方；
步骤3：以通道中心频率点fc的功率为基准，计算整个fs带宽内的增益平坦度，得到序列P′n；
步骤4：对P′n增加线性相位信息，构造一个N点的复数序列Xn；
步骤5：对Xn进行N点的IFFT运算，得到结果Yn；
步骤6：用Q点的复数序列Zq来逼近Yn的频率响应；其中Q选择合适的整数；
步骤7：在数字域构造一个Q阶的复数FIR滤波器，以Zq作为滤波器的系数，对IQ信号进行滤波，其结果就是增益平坦度补偿后的数据；
步骤1：在-fs/2至fs/2的频率范围内，数字域中采用NCO以fs/N的频率间隔产生N个频率点的单音信号，用频谱分析仪读取每个频率点的功率Pn；其中fs为数字信号的采样频率，N取值为2的整数次方；
步骤2：以通道中心频率点的功率为基准，计算发射通道的增益平坦度，得到序列P′n；
步骤3：对P′n增加相位信息构造一个N点的复数序列Xn；
步骤4：对Xn进行N点IFFT运算，得到结果Yn；
步骤5：用Q点的复数序列Zq来逼近Yn的频率响应，其中Q可以选择合适的整数；
步骤6：在数字域发送到DAC之前构造一个Q阶复数FIR滤波器，以Zq作为FIR滤波器的系数，对IQ信号进行滤波运算，其结果就是增益平坦度补偿后的发射数据；
将多个频率点的单音信号(f1，f2，…fn)赋以不同的幅度G1，G2，…Gn，对边缘频段的单音信号赋以较大的G值，其他频段的单音信号赋以较小的G值，用上述的多个频率点的单音信号作为滤波器的激励源，当自适应过程收敛后即均方误差最小时，Zq实现了Yn的一个最佳拟合；根据滤波器的线性相位特性，Yn和Zq具有共轭对称特性，因此计算过程中根据1/2的Yn来计算1/2的Zq，然后根据共轭对称的特性来获得其余1/2的Zq。
2.根据权利要求1所述的收发信机的增益平坦度补偿方法，其特征在于：数字域中采用IQ信号的幅度来计算输入信号的功率，计算公式为：其中，M为计算功率的点数。
3.根据权利要求1所述的收发信机的增益平坦度补偿方法，其特征在于：以通道中心频率点的功率为基准，计算通道平坦度P′n；通道中心频率点fc对应的功率点为PN/2，则
4.根据权利要求1所述的收发信机的增益平坦度补偿方法，其特征在于：通信系统要求线性相位特性，因此需要对增益平坦度数据P′n增加相位信息，构成序列Xn，计算公式为：jπ(N/2-n)*(N-1)/N
5.根据权利要求1所述的收发信机的增益平坦度补偿方法，其特征在于：通过IFFT计算FIR滤波器系数，进行IFFT运算之前，需要对上述的序列Xn进行移位处理，公式如下：然后进行IFFT运算得到序列Yn＝IFFT(X′n)。
6.根据权利要求1所述的收发信机的增益平坦度补偿方法，其特征在于：考虑复数乘法运算的特殊性，采用4个实系数FIR滤波器来构造一个复系数的FIR滤波器。
一种收发信机的增益平坦度补偿方法
技术领域
[0001] 本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种收发信机的增益平坦度补偿方法。
背景技术
[0002] 随着4G/5G的应用，无线电收发信机的工作频带越来越宽，达到了几百兆赫兹。在如此宽的频率范围内，射频器件的增益平坦度难以得到保证。
[0003] 现有的专利CN105591656提出了一种收发信机的增益平坦度补偿方法，可以通过数字信号处理来补偿模拟器件的增益平坦度。该方法描述如下：按照fs/N为频率间隔，测试接收通道以及发射通道的增益，其中fs是数字信号采样率，N取2的整数次方；以中心频率点为基准，计算链路的增益平坦度；对计算出的增益平坦度数据添加线性相位信息，然后进行IFFT变换；用IFFT变换的结果作为复数FIR滤波器的系数，对增益平坦度进行补偿。
[0004] 但该方法应用在大带宽的收发信机中时，存在如下一些限制和不足：
[0005] (1)该方法限制N的取值必须是2的整数次方。通常情况下，N越大，补偿越精确，但FIR滤波器消耗的计算资源越多。当收发信机带宽较大时，在硬件实现中，很难在补偿精度和计算量之间取得平衡。以fs＝245.76MSps为例，假设N取32，频率间隔是7.68MHz，补偿精度较低；假设N取64，频率间隔是3.84MHz，补偿精度较高，但复数FIR滤波器的计算量是N＝32时的8倍；
[0006] (2)对于宽带收发信机来说，因为射频滤波器的特性，通常在频段的边缘部分增益平坦度较差，中间部分增益平坦度较好，在进行补偿时应该把权重向边缘频段倾斜。该方法对所有的频率点同等对待，无法突出重点，因此需要更多的点数(更大的N)来取得精确的补偿结果。
发明内容
[0007] 本发明的目的在于克服现有技术存在的不足，而提供一种收发信机的增益平坦度补偿方法。
[0008] 本发明的目的是通过如下技术方案来完成的：这种收发信机的增益平坦度补偿方法，其包括：
[0009] 1)一种接收机的增益平坦度补偿方法，在数字域通过一个复系数的FIR滤波器来补偿接收通道的增益平坦度；
[0010] 2)一种发射机的增益平坦度补偿方法，一种发射机的增益平坦度补偿方法，在数字域通过一个复系数的FIR滤波器来补偿发射通道的增益平坦度。
[0011] 所述接收机的增益平坦度补偿方法，包括以下步骤：
[0012] 步骤1：将ADC接收到的信号转换为零种频的IQ信号；
[0013] 步骤2：信号发生器设置fc-fs/2为频率起始点，并以fs/N的频率间隔发送N个频率点的单音信号，在数字域计算出每个频率点的功率Pn；其中fc为接收通道的中心频率，fs数字信号的采样频率，N取值为2的整数次方；
[0014] 步骤3：以通道中心频率点fc的功率为基准，计算整个fs带宽内的增益平坦度，得到序列P′n；
[0015] 步骤4：对P′n增加线性相位信息，构造一个N点的复数序列Xn；
[0016] 步骤5：对Xn进行N点的IFFT运算，得到结果Yn；
[0017] 步骤6：用Q点的复数序列Zq来逼近Yn的频率响应；其中Q可以选择合适的整数；
[0018] 步骤7：在数字域构造一个Q阶的复数FIR滤波器，以Zq作为滤波器的系数，对IQ信号进行滤波，其结果就是增益平坦度补偿后的数据。
[0019] 所述发射机的增益平坦度补偿方法，包括以下步骤：
[0020] 步骤1：在-fs/2至fs/2的频率范围内，数字域中采用NCO以fs/N的频率间隔产生N个频率点的单音信号，用频谱分析仪读取每个频率点的功率Pn；其中fs为数字信号的采样频率，N取值为2的整数次方；
[0021] 步骤2：以通道中心频率点为基准，计算发射通道的增益平坦度，得到序列P′n；
[0022] 步骤3：对P′n增加相位信息构造一个N点的复数序列Xn；
[0023] 步骤4：对Xn进行N点IFFT运算，得到结果Yn；
[0024] 步骤5：用Q点的复数序列Zq来逼近Yn的频率响应；其中Q可以选择合适的整数[0025] 步骤6：在数字域发送到DAC之前构造一个Q阶复数FIR滤波器，以Zq作为FIR滤波器的系数，对IQ信号进行滤波运算，其结果就是增益平坦度补偿后的发射数据。
[0026] 数字域中采用IQ信号的幅度来计算输入信号的功率，计算公式为：
[0027]
[0028] 其中，M为计算功率的点数。
[0029] 以通道中心频率为基准，计算通道平坦度P′n；通道中心频率点fc对应的功率点为PN/2，则
[0030]
[0031] 通信系统要求线性相位特性，因此需要对增益平坦度数据P′n增加相位信息，构成序列Xn，计算公式为：
[0032] Xn＝P′n*ejπ(N/2-n)*(N-1)/N，n＝0，1，2……N-1
[0033] 通过IFFT计算FIR滤波器系数，进行IFFT运算之前，需要对上述的序列Xn进行移位处理，
[0034] 公式如下：
[0035]
[0036] 然后进行IFFT运算得到滤波器的系数Yn＝IFFT(X′n)。
[0037] 将多个频率点的单音信号信号(f1，f2，…fn)赋以不同的幅度G1，G2，…Gn，对边缘频段的单音信号赋以较大的G值，其他频段的单音信号赋以较小的G值，采用上述的多个频率点的单音信号作为滤波器的激励源，且在计算过程中，只需计算1/2的Yn得出1/2的Zq，当自适应过程收敛后即均方误差最小时，Zq实现了Yn的一个最佳拟合。
[0038] 考虑复数乘法运算的特殊性，采用4个实系数FIR滤波器来构造一个复系数的FIR滤波器
[0039] 本发明的有益效果为：
[0040] 1、可以灵活地在补偿精度和计算量之间进行平衡；
[0041] 2、可以重点补偿频带边缘的平坦度特性，用较少的计算量获得良好的性能。
附图说明
[0042] 图1是本发明的一种接收机增益平坦度补偿方法的实现装置；
[0043] 图2是本发明使用Q点的复数序列Zq来逼近Yn的频率响应的方法示意图；
[0044] 图3是用4个实系数FIR滤波器构造一个复系数滤波器的示意图；
[0045] 图4是本发明提供的一种发射机增益平坦度补偿方法的实现装置。
具体实施方式
[0046] 下面将结合附图对本发明的优选实施例进行详细的描述：
[0047] 接收机包括模拟电路部分，模数转换器ADC以及数字信号处理器FPGA或DSP。如图1所示，接收机的模拟电路一般包括双工器，一级或多级带通滤波器，低噪声放大器LNA，混频器或解调器，增益放大器以及衰减器等电路。因为这部分电路不是本发明的重点部分，因此在图1中用一个模块来示意。
[0048] 接收机的增益不平坦主要是由模拟电路部分造成的，本发明在数字域中构造一个复数的FIR滤波器来对增益平坦度进行补偿。
[0049] 在数字域中，首先将ADC采样的信号通过频谱搬移和低通滤波转换为零中频的IQ信号。如果模拟电路部分采用零中频方案，ADC采用双通道的IQ采样，则可以省略掉这一过程。
[0050] 功率计算模块计算输入信号的功率，在数字域中采用以下公式计算功率：
[0051]
[0052] 其中M为计算功率的点数。为了使计算结果尽量准确，本实施例中M＝32768。
[0053] 信号发生器以fc-fs/2为起始频率点，fs/N为步进，共计N个频率点的单音信号，数字域中用上述公式计算出各个频率点的功率Pn。其中fc为接收通道的中心频率，fs为数字信号的采样速率。因为要对Pn进行IFFT运算，为了运算的简便，限定N的取值为2的整数次方。N的取值越大，平坦度补偿的结果越精确。
[0054] 以通道中心频率fc为基准，计算通道平坦度P′n。fc对应的功率点为PN/2，则[0055]
[0056] 因为计算功率P的时候取了对数运算，因此P的单位为dB，上述公式中的幂运算将dB值转换为绝对值。
[0057] 为了使不同频率的信号不失真地通过通信系统，要求通信系统具有线性相位。本发明提供的增益平坦度补偿方法是通过复系数的FIR滤波器来实现的，因此该滤波器也要求具有线性相位特性。在上文的叙述中，我们仅仅获得了在不同频率点上的幅度特性，因此需要人为地添加相位特性，以构成一个线性相位系统。
[0058] 增加相位的公式如下：
[0059] Xn＝P′n*ejπ(N/2-n)*(N-1)/N，n＝0，1，2……N-1
[0060] 根据上文所述，计算功率的频率顺序为-fs/2到fs/2，但是根据IFFT原理，其对应的频率顺序为0到fs，因此在IFFT变换之前，需要将Xn的顺序变换为0到fs，变换方法如下：
[0061]
[0062] 最后，对X′n进行N点的IFFT，得到复数序列Yn：
[0063] Yn＝IFFT(X′n)
[0064] 其中，IFFT是数字信号处理中的通用算法，在此不再赘述。
[0065] 本发明使用Q点的复数序列Zq来逼近Yn的频率响应，如图2所示。
[0066] 如图2所示，将多个频率点的单音信号信号(f1，f2，…fn)赋以不同的幅度G1，G2，…Gn，对边缘频段的单音信号赋以较大的G值，其他频段的单音信号赋以较小的G值，因为通常在频段的边缘部分增益平坦度较差，中间部分的增益平坦度较好，所以在平坦度补偿时，把权重向边缘频段倾斜。
[0067] 采用上述的多个频率点的单音信号作为滤波器的激励源，根据滤波器的线性相位特性，序列Yn和序列Zq具有共轭对称关系，即：
[0068]
[0069]
[0070] 其中，*表示复数的共轭。
[0071] 因此，为了减少计算量，可以先根据1/2的Yn(n＝0，1，…N/2-1)来计算出1/2的Zq(q＝0，1，2…Q/2-1)。然后根据共轭对称特性，得出其余的Zq(q＝Q/2，Q/2+1…Q-1)。
[0072] 当自适应过程收敛后即均方误差最小时，Zq实现了Yn的一个最佳拟合。
[0073] 本发明使用复系数的FIR滤波器来进行增益平坦度的补偿。但是在常规的数字信号处理过程中涉及到的一般是实系数的FIR滤波器，因此本发明还提供了一种由实系数FIR滤波器构造复数FIR滤波器的方法，如图3所示。
[0074] 如图3所示，4个实系数的FIR滤波器构成了一个复系数的FIR滤波器。其中h_real是复系数的实部，h_imag是复系数的虚部。
[0075] 图4是本发明提供的一种发射机的增益平坦度补偿方法的实现装置，如图4所示，发射机一般包括数字信号处理器FPGA或DSP，数模转换器DAC以及模拟电路部分。
[0076] 发射机的模拟电路部分一般包括一级或多级带通滤波器，混频器或调制器，功率放大器PA以及双工器等电路。因为这部分不是本发明的重点部分，因此在图4中用一个模块来示意。
[0077] 发射机的增益不平坦主要是由模拟电路部分造成的，本发明在数字域中构造一个复数的FIR滤波器来对增益平坦度进行补偿。
[0078] 在数字域中，用NCO产生N个频点的单音信号，频率范围从-fs/2到fs/2，以fs/N为步进。首先，图4中的选择器模块(MUX)选择NCO的输出发送到DAC，使用频谱分析仪测量每个频率点的功率Pn，然后，发射机进入正常工作模式，MUX选择FIR滤波器的输出发射到DAC。因为需要对Pn进行IFFT运算，为了运算简便，限定N取值为2的整数次方。N的取值越大，平坦度补偿的结果越精确。
[0079] 频谱分析仪测量的结果Pn输入到数字信号处理器进行后续处理。以通道中心频率(即数字域的零频)为基准，计算发射通道的增益平坦度P′n。中心频率对应的功率点为PN/2，则
[0080]
[0081] 因为频谱分析仪测量的功率以dB为单位，因此需要通过幂运算来转换为绝对功率值。
[0082] 剩余的处理方法和接收机的平坦度补偿方法一致，在此不再赘述。
[0083] 以上所述是仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和修饰，这些改进和修饰也应视为本发明的保护范围。
