一种基于DFT的规避同频干扰的通信接收方法

摘要

本发明提出了一种基于DFT的规避同频干扰的新型通信接收方法，其实现步骤是：1)建立包含多径信号的无线数据接收模型x；2)对接收到的信号模型x进行傅里叶变换处理，建立波束矢量S和其对角阵T，并用S和T构建等量关系；3)利用波束矢量S和其对角阵T，求出转换之后的频率矢量a和幅度矢量b；4)对转换之后的频率矢量a代入关系式进行因式分解，求出目标的频率估计值5)利用已求解出的频率估计值求解幅度估计值相比于传统通信接收器，本发明采用的新型接收方法可以较好地去除同频干扰，接收性能明显优于传统的通信接收机。

权利要求

1.一种基于DFT的规避同频干扰的通信接收方法，其特征在于，所属接收信号的频率以及幅度测量方法包括如下步骤：步骤一：建立包含多径信号的无线数据接收模型x；

所述步骤一中建立包含多径信号的无线数据接收模型x，表示如下：N×1

其中x∈C 表示接收机单次快拍接收的数据，N表示天线阵元数；发射信号表示为s(t)，则第m个阵元接收到的第n个接收信号表示为：smn(t)＝μns(t‑τmn)其中，m＝1,2,…,N为阵元编号索引，n＝1,2,…N0为目标标号索引，N0为总目标数；μn为第n个接收信号的传播衰减因子； 为信号到达第m个阵元时相对参考阵元的延迟，c为光速，xm为阵元位置， 为带估计的信号相位；

对于接收机而言，其发射信号载频f0一般远大于带宽，视为窄带信号，因此第m个阵元的接收信号进一步写为：

其中，A为每个接收子信号的幅度，ω为每个接收子信号的频率；

步骤二：对接收到的信号模型x进行傅里叶变换处理，利用获得的傅里叶变换数据建立波束矢量S和其对角阵T，并用S和T构建等量关系；

所述步骤二中建立波束矢量S和对角阵T，并利用S和T构建等量关系，表示如下：对接收信号sm(t)进行傅里叶变换处理得：为了方便将上式改写成矩阵形式，令则sm(t)的傅里叶变换进一步写为：因此得到：

构造波束矢量 其为一个包含N0个傅里叶变换值的N0×1的矢量，则得到N0个等式：构造波束矢量S的对角阵 则将上式写为矩阵形式：令其中

则得到以下表

达式：

步骤三：利用波束矢量S和其对角阵T，实现接收信号x从阵元空间到波束空间的转换，得到转换之后的频率矢量a和幅度矢量b；

所述步骤三利用波束矢量S和其对角阵T，实现接收信号x从阵元空间到波束空间的转换，得到转换之后的频率矢量a和幅度矢量b，包括：第一，取N0个傅里叶变换样本点构造波束矢量S和对角阵T，所述的和 得到表达式(a):

第二 ，再 取N 0 个 不同 于 第 一点 中 所 选的 傅 里叶 变 换 样本 点 构 造和

则同理得到表达式(b):第三，根据式(a)和式(b)，有：再根据式(a)或式(b)，可得：或者

步骤四：对转换之后的频率矢量a代入关系式进行因式分解，求出目标的频率估计值所述步骤四对转换之后的频率矢量a带入关系式因式分解，求出目标的估计值 包括：

由式 得：

对上式等式右边进行因式分解后得xn估计值 即求得步骤五：利用已求解出的频率估计值求解幅度估计值所述步骤五利用已求解出的频率估计值求解幅度估计值 包括：第一，对接收机信号sm(t)补零至2N，得到补零信号s′m(t)；

第二，对补零信号s′m(t)做傅里叶变换得：任取N0两个S′(k)值 将上式改写为矩阵形式：第三，将已求得的频率估计值 代入上式，即求得接收信号的幅度估计值 其中设相位为0：

说明书

一种基于DFT的规避同频干扰的通信接收方法

技术领域

[0001] 本发明涉及通信技术领域，特别是涉及一种基于DFT的规避同频干扰的通信接收方法。

背景技术

[0002] 随着通信技术的发展无线数据传输已经应用到了各种设备中，如手机、物联网设备等，但是一点到多点无线信号同频干扰问题、电子对抗中的同频干扰抑制问题是无线通
信中最难解决的问题。

发明内容

[0003] 为了解决以上问题，本发明提供一种基于DFT的规避同频干扰的通信接收方法，用来消除无线接收机的同频干扰问题，以在保证测角精度的前提下，降低运算量，便于工程实
现，为达此目的，本发明提供一种基于DFT的规避同频干扰的通信接收方法，所属接收信号
的频率以及幅度测量方法包括如下步骤：

[0004] 步骤一：建立包含多径信号的无线数据接收模型x；

[0005] 步骤二：对接收到的信号模型x进行傅里叶变换处理，利用获得的傅里叶变换数据建立波束矢量S和其对角阵T，并用S和T构建等量关系；

[0006] 步骤三：利用波束矢量S和其对角阵T，实现接收信号x从阵元空间到波束空间的转换，得到转换之后的频率矢量a和幅度矢量b；

[0007] 步骤四：对转换之后的频率矢量a代入关系式进行因式分解，求出目标的频率估计值

[0008] 步骤五：利用已求解出的频率估计值求解幅度估计值

[0009] 作为本发明进一步改进，所述步骤一中建立包含多径信号的无线数据接收模型x，表示如下：

[0010] 其中x∈CN×1表示接收机单次快拍接收的数据，N表示天线阵元数；发射信号表示为s(t)，则第m个阵元接收到的第n个接收信号可表示为：

[0011] smn(t)＝μns(t‑τmn)

[0012] 其中，m＝1,2,…,N为阵元编号索引，n＝1,2,…N0为目标标号索引，N0为总目标数；μn为第n个接收信号的传播衰减因子； 为信号到达第m个阵元时相对参考阵
元的延迟，c为光速，xm为阵元位置， 为带估计的信号相位；

[0013] 对于接收机而言，其发射信号载频f0一般远大于带宽，可视为窄带信号，因此第m个阵元的接收信号可进一步写为：

[0014]

[0015] 其中，A为每个接收子信号的幅度，ω为每个接收子信号的频率。

[0016] 作为本发明进一步改进，所述步骤二中建立波束矢量S和对角阵T，并利用S和T构建等量关系，表示如下：

[0017] 对接收信号sm(t)进行傅里叶变换处理可得：

[0018]

[0019] 为了方便将上式改写成矩阵形式，令则sm(t)的傅里叶变换可进一步写为：

[0020]

[0021] 因此我们可以得到：

[0022] 构造波束矢量 其为一个包含N0个傅里叶变换值的N0×1的矢量。则可以得到N0个等式：

[0023]

[0024] 构造波束矢量S的对角阵 则可将上式写为矩阵形式：

[0025]

[0026] 令其中

[0027] 则可得到以下表达式：

[0028]

[0029] 作为本发明进一步改进，所述步骤三利用波束矢量S和其对角阵T，实现接收信号x从阵元空间到波束空间的转换，得到转换之后的频率矢量a和幅度矢量b，包括：

[0030] 第一，取N0个傅里叶变换样本点构造波束矢量S和对角阵T，所述的

[0031]

[0032] 得到表达式(a):

[0033]

[0034] 第二，再取N0个不同于第一点中所选的傅里叶变换样本点构造和
则可同理得到表达式(b):

[0035]

[0036] 第三，根据式(a)和式(b)，有：

[0037]

[0038] 再根据式(a)或式(b)，可得：

[0039] 或者

[0040] 作为本发明进一步改进，所述步骤四对转换之后的频率矢量a带入关系式因式分解，求出目标的估计值 包括：

[0041] 由式 可得：

[0042]

[0043] 对上 式 等式 右边 进行 因式 分 解后 可得 xn 估 计值 即可 求 得

[0044] 作为本发明进一步改进，所述步骤五利用已求解出的频率估计值求解幅度估计值包括：

[0045] 第一，对接收机信号sm(t)补零至2N，得到补零信号s′m(t)；

[0046] 第二，对补零信号s′m(t)做傅里叶变换可得：

[0047]

[0048] 任取N0两个S′(k)值 可将上式改写为矩阵形式：

[0049]

[0050] 第三，将已求得的频率估计值 代入上式，即可求得接收信号的幅度估计值 (设相位为0)：

[0051]

[0052] 本发明具有如下优点：

[0053] 1.可以规避同频干扰

[0054] 本发明提出的规避同频干扰的接收方法基于DFT变换，对5G网络建设、WIFI互联、车联网、船联网、物联网产生积极的作用，消除接收机同频干扰，增强接收机抗干扰能力。

[0055] 2.本发明与现有技术相比，降低了运算量。

[0056] 与传统的通信接收器相比，本发明中接收阵列需要的阵元数更少，因此运算量会大大下降。

[0057] 3.估计精度更高

[0058] 本发明提出的去除同频干扰的接收方法基于DFT变换，充分利用了DFT变换之后的频域信息相关性强等条件，相比于传统的通信接收器，其性能有明显的提升。

附图说明

[0059] 图1是本发明的实现流程图；

[0060] 图2是本发明对接收信号实部的恢复效果图；

[0061] 图3是本发明对接收信号虚部的恢复效果图。

具体实施方式

[0062] 本发明提供一种基于DFT的规避同频干扰的通信接收方法，用来消除无线接收机的同频干扰问题，以在保证测角精度的前提下，降低运算量，便于工程实现。

[0063] 下面结合具体实施例对本发明做进一步的说明，但本发明不受实施例的限制。

[0064] 一种基于DFT的规避同频干扰的通信接收方法，如图1所示，所述接收信号估计方法包括如下步骤：

[0065] 步骤一：建立包含多径信号的无线数据接收模型x；

[0066] 步骤二：对接收到的信号模型x进行傅里叶变换处理，利用获得的傅里叶变换数据建立波束矢量S和其对角阵T，并用S和T构建等量关系；

[0067] 步骤三：利用波束矢量S和其对角阵T，实现接收信号x从阵元空间到波束空间的转换，得到转换之后的频率矢量a和幅度矢量b；

[0068] 步骤四：对转换之后的频率矢量a代入关系式进行因式分解，求出目标的频率估计值

[0069] 步骤五：利用已求解出的频率估计值求解幅度估计值

[0070] 进一步地，步骤一所述接受阵列模型包括：

[0071] x∈CN×1表示接收器单次快拍接收的数据，N表示天线阵元数；发射信号表示为s(t)，则第m个阵元接收到的第n个接收信号可表示为：

[0072] smn(t)＝μns(t‑τmn)

[0073] 其中，m＝1,2,…,N为阵元编号索引，n＝1,2,…N0为目标标号索引，N0为总目标数；μn为第n个目标信号的传播衰减因子； 为回波到达第m个阵元时相对参考阵
元的延迟，c为光速，ym为阵元位置， 为带估计的信号相位。

[0074] 对于接收机而言，其发射信号载频f0一般远大于带宽，可视为窄带信号，因此第m个阵元的接收信号可进一步写为：

[0075]

[0076] 其中，A为每个接收子信号的幅度，ω为每个接收子信号的频率。

[0077] 进一步地，步骤二所述建立波束矢量和其对角阵并构建等量关系包括：

[0078] 对接收阵列sm(t)进行傅里叶变换处理可得：

[0079]

[0080] 为了方便将上式改写成矩阵形式，令则sm(t)的傅里叶变换可进一步写为：

[0081]

[0082] 对上式稍作变换则，我们可以得到：

[0083]

[0084] 构造波束矢量 其为一个包含N0个傅里叶变换值的N0×1的矢量。则可以得到N0个等式：

[0085]

[0086] 构造波束矢量S的对角阵 则可将上式写为矩阵形式：

[0087]

[0088] 令其中则可得到以下表达
式：

[0089]

[0090] 进一步地，步骤三所述的利用波束矢量和对角阵计算频率矢量和幅度矢量包括：

[0091] 第一，取N0个傅里叶变换样本点构造波束矢量S和对角阵T，所述的

[0092]

[0093] 和 得到表达式(a):

[0094]

[0095] 第二，再取N0个不同于第一点中所选的傅里叶变换样本点构造和 则可同理得到表达式
(b):

[0096]

[0097] 第三，根据式(a)和式(b)，有：

[0098]

[0099] 再根据式(a)或式(b)，可得：

[0100] 或者

[0101] 进一步地，步骤四所述的接收信号的频率计算包括：

[0102] 由式 可得：

[0103]

[0104] 对上式等式右边进行因式分解后可得xn的估计值 则

[0105] 进一步的，步骤五所述的接收信号的幅度计算包括：

[0106] 第一，对接收机信号sm(t)补零至2N，得到补零信号s′m(t)；

[0107] 第二，对补零信号s′m(t)做傅里叶变换可得：

[0108]

[0109] 任取N0两个S′(k)值 可将上式改写为矩阵形式：

[0110]

[0111] 第三，将已求得的频率估计值 代入上式，即可求得接收信号的幅度估计值 (设相位为0)：

[0112]

[0113] 本发明的效果可以通过以下计算机仿真进一步说明：

[0114] 一、仿真条件

[0115] 无线发射信号为正弦波，采样频率为50MHz，存在2个目标信号，仿真噪声背景为高斯白噪声，信噪比取值为40dB。

[0116] 假设接收机的接收噪声均为独立同分布的零均值高斯白噪声。 为第n个目标信号的角度估计值， 为第n个目标信号的幅度估计值，MC为Monte‑Carlo总次数，仿真实验
中，MC＝500。

[0117] 二、仿真内容

[0118] 仿真1：在上述仿真条件下，设置天线数为16，入射角度差为1度，信噪比取值为40dB，计算幅度时补零至4N，得到恢复信号的实部与虚部与原信号对比图，结果如图2和图
3.

[0119] 从图2和图3中可以看出，在目标数量为2时，用本发明还原出的信号不管是实部还是虚部都与原信号高度一致，但是图像略有毛疵。通过一个巴特沃斯低通滤波器之后，我们
可以看到，还原出的信号的毛疵可以被很好的去除，与原信号基本无差异，因此可以证明，
本发明可以基本规避同频干扰还原出发射信号。

[0120] 以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非是对本发明作任何其他形式的限制，而依据本发明的技术实质所作的任何修改或等同变化，仍属于本发明所要求保护的范
围。