本发明公开了一种七电平变换器及其飞跨电容电压控制方法、系统，包括：并联的三相桥臂，每相桥臂包括四个串联的IGBT开关管，每相桥臂中点一侧分别连接两支路，每个支路为两个方向不同的IGBT开关管串联连接；每个支路的另一端分别连接在三个串联飞跨电容的两两连接处；三个串联飞跨电容的支路两端分别连接在每相桥臂相邻两个IGBT开关管之间；每相桥臂的另一侧经滤波器与负载或电网连接；在并联的各个桥臂输入端接入直流电压源；各个IGBT开关管均由控制电路驱动。本发明拓扑相比于传统七电平和其他改进型七电平拓扑，开关器件数量大大减少，从而简化了系统结构降低了系统成本。
1.一种七电平变换器的调制方法，七电平变换器包括：并联的三相桥臂，每相桥臂包括四个串联的IGBT开关管，每相桥臂中点一侧分别连接两支路，每个支路为两个方向不同的IGBT开关管串联连接；每个支路的另一端分别连接在三个串联飞跨电容Ca1、Ca2、Ca3的两两连接处，其中，Ca1为第一飞跨电容、Ca2为第二飞跨电容、Ca3为第三飞跨电容；三个串联飞跨电容的支路两端分别连接在每相桥臂的上、下桥臂中各自相邻两个IGBT开关管之间；
其中，Ca1的一端连接在上桥臂中相邻的两个IGBT开关管之间，另一端与Ca2的一端相连接；
与Ca1相连接的Ca2的一端设置在与上下桥臂中点相连接的支路的另一端，Ca2的另一端与Ca3的一端相连接；与Ca2相连接的Ca3的一端设置在与上下桥臂中点相连接的另一条支路的另一端，Ca3的另一端连接在下桥臂中相邻的两个IGBT开关管之间；每相桥臂中点的另一侧经滤波器与负载或电网连接；在并联的各个桥臂输入端接入直流电压源；各个IGBT开关管均由控制电路驱动；其特征在于，包括：检测变换器三相输出电流，将当前时刻采样到的输出电流值经αβ坐标变换后转化为两相信号，经过拉格朗日外推法计算下一时刻的值；
检测变换器三相输出电压，将当前时刻采样到的输出电压值经αβ坐标变换后转化为两相信号，经过拉格朗日外推法计算下一时刻的值；
将计算得到的电压电流值与电路中元件参数和采样时间进行数学运算离散化后，求得下一时刻在αβ坐标系中的所需矢量；
根据计算的所需矢量确定最优矢量，将最优矢量下的冗余开关状态全部提出并送入下一级；通过对比冗余开关状态对飞跨电容电压的影响，选择影响最小的开关状态，并按照对于飞跨电容电压维持在输出电压有益的原则，对开关状态进行修改后控制IGBT管，实现对飞跨电容电压的控制。
2.如权利要求1所述的一种七电平变换器的调制方法，其特征在于，所述控制电路包括保护电路、驱动电路、采样调理电路，采样调理电路连接DSP模块，DSP模块与保护电路双向通信，DSP模块连接驱动电路，驱动电路输出PWM信号驱动桥臂中IGBT管的开通与关断。
3.如权利要求1所述的一种七电平变换器的调制方法，其特征在于，根据计算的所需矢量确定最优矢量，具体为：将计算所得参考矢量与αβ坐标系下的127个矢量位置相比较，选出与七电平拓扑固定的127个矢量位置中所有相邻的矢量，作为最优矢量。
4.如权利要求1所述的一种七电平变换器的调制方法，其特征在于，通过对比冗余开关状态对飞跨电容电压的影响，选择影响最小的开关状态，并将其进行修改后给到IGBT管，实现对飞跨电容电压的控制；具体为：当输出电压为Vdc/6时，如果当前计算出来的开关状态为0，测量第三飞跨电容的电压及输出电流方向，如果此时选择1电平对电容电压维持在Vdc/6有益，将0电平强制切换成1电平，如果无益则仍然保持0电平。
5.如权利要求1所述的一种七电平变换器的调制方法，其特征在于，通过对比冗余开关状态对飞跨电容电压的影响，选择影响最小的开关状态，并将其进行修改后给到IGBT管，实现对飞跨电容电压的控制；具体为：对于输出电压为Vdc/3，即2电平时，
如果当前级计算出开关电平状态值为1，分别比较第二飞跨电容和第三飞跨电容的电压与期望值，得到第二飞跨电容和第三飞跨电容的电容电压偏差，将电容电压偏差较大的定义为高优先级，此时有两种情况：
1)控制第二飞跨电容为高优先级，则此时通过第二飞跨电容电压、输出电流判断2电平对第二飞跨电容的效果，当2电平对第二飞跨电容电压维持在Vdc/6有益时，强制将1电平切换到2电平，而当2电平对第二飞跨电容电压维持在Vdc/6无益时，保持1电平不变；
2)控制第三飞跨电容为高优先级，则此时通过第三飞跨电容电压、输出电流判断电平1对第三飞跨电容的效果，当1电平对第三飞跨电容电压维持在Vdc/6有益时，维持1电平不变，反之则将1电平强制切换到0电平。
6.如权利要求1所述的一种七电平变换器的调制方法，其特征在于，通过对比冗余开关状态对飞跨电容电压的影响，选择影响最小的开关状态，并将其进行修改后给到IGBT管，实现对飞跨电容电压的控制；具体为：输出电压为Vdc/2时，有一个冗余的开关状态，通过判断三个电容相加之和大于或小于Vdc/2来选择使用3a电平或3b电平状态。
7.一种终端设备，其包括处理器和计算机可读存储介质，处理器用于实现各指令；计算机可读存储介质用于存储多条指令，其特征在于，所述指令适于由处理器加载并执行权利要求1-6任一项所述的七电平变换器的调制方法。
8.一种计算机可读存储介质，其中存储有多条指令，其特征在于，所述指令适于由终端设备的处理器加载并执行权利要求1-6任一项所述的七电平变换器的调制方法。
一种七电平变换器及其飞跨电容电压控制方法、系统
技术领域
[0001] 本发明涉及多电平变换器技术领域，尤其涉及一种内嵌中点钳位的七电平变换器及其飞跨电容电压控制方法、系统。
背景技术
[0002] 本部分的陈述仅仅是提供了与本发明相关的背景技术信息，不必然构成在先技术。
[0003] 与两电平、三电平变换器相比，多电平变换器的综合性能得到了提高，在可再生能源转换、电机驱动、无功补偿、交通运输等工业应用领域得到了越来越多的关注。多电平转换器能够显著降低AC输出的总谐波失真(Total Harmonic Distortion，THD)，降低开关损耗，降低开关管电压应力(dv/dt)，增加变换器的输入电压范围，减少整体体积和输出滤波器的体积，从而降低成本。
[0004] 传统的七电平拓扑变换器包括：飞跨电容(Flying capacitor，FC)变换器，中点钳位(neutral point clamped，NPC)变换器，级联(Cascaded H-bridge，CHB)变换器等；飞跨电容变换器的飞跨电容数量多，导致电容电压难以控制；中点钳位变换器的开关管数量多，结构复杂，生产成本高；级联变换器需要多个独立的直流电源，结构和算法复杂，生产成本高。
发明内容
[0005] 为了解决上述问题，本发明提出一种七电平变换器及其飞跨电容电压控制方法、系统，采用新型内嵌中点钳位七电平(7Level-Nested Neutral Point Clamped，7L-NNPC)变换器，使用了较少的开关管加飞跨电容的方式实现输出电压七电平，考虑了实际7L-NNPC变换器飞跨电容电压平衡，通过代价函数实时计算最优矢量，将最优矢量下的冗余开关状态全部提出并送入下一级，通过对比几个冗余开关状态对飞跨电容电压的影响，选择影响最小的开关状态，并将其进行修改后给到IGBT管实现控制，以此实现飞跨电容电压的控制。
[0006] 在一些实施方式中，采用如下技术方案：
[0007] 一种七电平变换器，包括：并联的三相桥臂，每相桥臂包括四个串联的IGBT开关管，每相桥臂中点一侧分别连接两支路，每个支路为两个方向不同的IGBT开关管串联连接；每个支路的另一端分别连接在三个串联飞跨电容的两两连接处；三个串联飞跨电容的支路两端分别连接在每相桥臂相邻两个IGBT开关管之间；每相桥臂的另一侧经滤波器与负载或电网连接；在并联的各个桥臂输入端接入直流电压源；各个IGBT开关管均由控制电路驱动。
[0008] 在另一些实施方式中，采用如下技术方案：
[0009] 一种七电平变换器的调制方法，包括：
[0010] 检测变换器三相输出电流，将当前时刻采样到的输出电流值经αβ坐标变换后转化为两相信号，经过拉格朗日外推法计算下一时刻的值；
[0011] 检测变换器三相输出电压，将当前时刻采样到的输出电压值经αβ坐标变换后转化为两相信号，经过拉格朗日外推法计算下一时刻的值；
[0012] 将计算得到的电压电流值与电路中元件参数和采样时间进行数学运算离散化后，求得下一时刻在αβ坐标系中的所需矢量；
[0013] 根据计算的所需矢量确定最优矢量，将最优矢量下的冗余开关状态全部提出并送入下一级；通过对比冗余开关状态对飞跨电容电压的影响，选择影响最小的开关状态，并按照对于飞跨电容电压维持在输出电压有益的原则，对开关状态进行修改后控制IGBT管，实现对飞跨电容电压的控制。
[0014] 在另一些实施方式中，采用如下技术方案：
[0015] 一种终端设备，其包括处理器和计算机可读存储介质，处理器用于实现各指令；计算机可读存储介质用于存储多条指令，所述指令适于由处理器加载并执行上述的七电平变换器的调制方法。
[0016] 一种计算机可读存储介质，其中存储有多条指令，所述指令适于由终端设备的处理器加载并执行上述的七电平变换器的调制方法。
[0017] 与现有技术相比，本发明的有益效果是：
[0018] 1、本发明拓扑结构仅采用3*8＝24个开关管和3*3＝9个飞跨电容实现三相七电平输出，相比于传统七电平和其他改进型七电平拓扑，开关器件数量大大减少，从而简化了系统结构降低了系统成本；
[0019] 2、本拓扑结构主干路桥臂开关管四管串联连接，支路桥臂两管串联连接，除最高最低电平外其他输出电平都串联电容作为输出，这使得每管耐压较低，整体系统更适用于高压场合；
[0020] 3、由于电路结构简单，开关管数量少且没有多余流经回路，故在正常工作过程中，电流路径少流过的开关管少，这使得开关损耗和通态损耗都大大降低，不但使系统散热规格降低，减少体积和成本，而且提升了整体效率；
[0021] 4、该方法有效控制电容电压，使得各开关器件反向耐压均衡，提升了系统稳定性，降低了系统整体成本；
[0022] 5、该方法可以减小飞跨电容设计容量，节约7L-NNPC变换器成本；
[0023] 6、该方法通过重组开关状态控制飞跨电容电压，摒弃了传统MPC代价函数中的不定权重因子选择，不仅简化了算法，而且通用性和适用性更强；
[0024] 7、该方法通过简化控制算法减小了数据计算量，可以使用较低规格DSP芯片以节约7L-NNPC变换器成本；
[0025] 8、该方法通过减少计算量，使得系统响应更快更稳定。
附图说明
[0026] 图1为实施例一中7L-NNPC变换器结构图；
[0027] 图2为实施例一中传统七电平空间矢量图，包括127个矢量位置和343个电平组合；
[0028] 图3为实施例一中7L-NNPC变换器输出相电压；
[0029] 图4为实施例一中7L-NNPC变换器输出线电压；
[0030] 图5为实施例一中悬浮飞跨电容电压；
[0031] 图6为实施例一中A相输出电流；
[0032] 图7为实施例一中A相输出电流THD分析。
具体实施方式
[0033] 应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本发明使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
[0034] 需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
[0035] 实施例一
[0036] 在一个或多个实施方式中，公开了7L-NNPC变换器结构图，主电路为7L-NNPC拓扑，直流输入电压与主电路相连，Sa1、Sa2、Sa3、Sa4、Sa5、Sa6、Sa7、Sa8为主IGBT开关管，Ca1、Ca2、Ca3为悬浮飞跨电容，其电压受开关状态和输出电流的综合作用影响，图1只展示了A相电路图，B、C相与A相完全一致，滤波器为L滤波器。系统输出端与负载或电网相连。
[0037] 信号调理电路将霍尔传感器测得的相关信号进行调理，得到采样电路可以接收的模拟信号。AD转换器的采样与转换由DSP进行控制，将调理好的模拟信号转换为数字量。数字信号的处理以及模型预测、PWM产生均由DSP实现，最终生成的PWM信号送给驱动电路去控制IGBT管的开通与关断。
[0038] 图2为传统七电平空间矢量图，包括127个矢量位置和343个电平组合，本实施例基于重组矢量MPC方法实现对7L-NNPC变换器飞跨电容电压的控制。下面先以传统MPC方法为例进行具体阐述。具体控制方式如下：
[0039] 调理电路检测变换器三相输出电流：
[0040] ia＝sinωt
[0041] ib＝sin(ωt-120°)
[0042] ic＝sin(ωt-240°)
[0043] 将当前时刻(假设为k)采样到的输出电流值经αβ坐标变换后转化为两相信号，经过拉格朗日外推法将下一时刻,即k+1时刻的值计算得出。
[0044] 调理电路检测变换器三相输出电压，假设电压电流同相位；
[0045] ua＝sinωt
[0046] ub＝sin(ωt-120°)
[0047] uc＝sin(ωt-240°)
[0048] 将当前时刻(假设为k)采样到的输出电压值经αβ坐标变换后转化为两相信号，经过拉格朗日外推法将下一时刻,即k+1时刻的值计算得出。
[0049] 经过坐标变换和插值外推预测的方法计算得到的电压电流值与电路中元件参数(例如电感电阻)和采样时间进行数学运算离散化后最终求得下一k+1时刻在αβ坐标系中的所需矢量。将计算所得参考矢量与图2中αβ坐标系下的127个矢量位置相比较选出与七电平拓扑固定的127个矢量位置中所有相邻的矢量，即求得最优矢量。
[0050] 比如：假定以图2中(500、611)所在位置为计算求得的矢量位置，在一个小的正六边形内600，610，(510、621)，(622、400、511)，(501、612)，601都是与其相邻的矢量，也可以成为最近矢量，即求得最优矢量。
[0051] 由图2中的矢量位置图可以看出，在127个矢量位置上，从正六边形由最外一层开始每向里一层冗余的开关矢量便增加一种，直至中心层零矢量，同一矢量位置的不同电平组合数量多达7种。而对于相同矢量位置的不同开关状态，传统的算法是对比前后两次不同电平组合的开关切换最小次数来选取下一时刻的开关状态，这样虽能够将开关损耗最小化，但同时也使得算法更加复杂。
[0052] 由上述求得最优矢量和最优开关状态后，送入下一级，即本发明采用的通过选择临近电平状态控制飞跨电容电压的算法。
[0053] 由表1可以看出，在输出的七个电平中只有中间两个3a、3b即输出电压为Vdc/2时，有一个冗余的开关状态，但这两个开关状态对三个电容的作用是同时存在的，即三个电容要放都放要充都充，不能单独控制，于是对于这一电平的选择我们遵循它对电容控制的原则，即通过判断三个电容相加之和大于或小于Udc/2来选择使用3a或3b状态。
[0054] 当输出电压为0V时，即0电平，由于它直接与输出直流负端相连，故其输出对电容电压没有任何影响，当1电平输出电压为Vdc/6时，因为电容参与了输出过程，故电流的正负直接影响电容电压。综合这两个电平的特点，本发明提出了一种算法，即当前级计算出来的开关状态为0时，测量Cx3电容电压、输出电流方向，如果此时选择1电平对电容电压维持在Vdc/6有益时，可以将0电平强制切换成1电平，本实施例将其称之为补偿，如果无益则仍然保持0电平。
[0055] 对于输出电压为Vdc/3，即2电平时，从表1可以看到输出电流方向对Vcx2、Vcx3同时产生影响，不能单独对某一个电容电压进行直接控制，结合上述0、1、2三个电平特点，当前级计算出开关电平状态值为1时，此时采样Vcx2、Vcx3两个电容的电压与期望值比较，计算求得误差后取绝对值，再将两个数值比较大小，数值大的那个即为电容电压偏差大的，将其定义为高优先级，此时有两种情况：
[0056] 1.控制Vcx2为高优先级，则此时通过Vcx2电容电压、输出电流判断2电平对Vcx2电容的效果，当2电平对Vcx2电容电压维持在Vdc/6有益时，强制将1电平切换到2电平，而当此时2电平对Vcx2电容电压维持在Vdc/6无益时，保持1电平不变；
[0057] 2.控制Vcx3为高优先级，则此时通过Vcx3电容电压、输出电流判断电平1对Vcx3电容的效果，当1电平对Vcx3电容电压维持在Vdc/6有益时，维持1电平不变，反之则将1电平强制切换到0电平，以减少在该电平下对Vcx3电容电压的进一步偏差。
[0058] 当前级计算出电平为2时，因2电平对Vcx2、Vcx3同时产生影响，而2电平临近的3电平对Vcx1、Vcx2、Vcx3同时产生影响，1电平只对Vcx3影响，故2电平无论切换到1或3都不能改变对Vcx3影响，所以当计算出2电平时只能判断Vcx2的电容电压是否适合在2电平，不适合的话就强制切换到1电平。
[0059] 对于3a、3b这种同时对三电容充放电的只需判断三电容之和大于等于Vdc/2来选择即可。同理对于另一半周的4、5、6电平也适用与此法则。
[0060] 上述逻辑虽然改变了变换器应有的开关状态，导致偏离最优矢量，但通过观察矢量图可以发现改变后的电平状态组合矢量与最优矢量的距离还在一个小三角区域内，影响有限，有时甚至还是原来的位置，所以这种算法并不会对输出性能造成太大的影响。
[0061] 应当注意的是由于七电平矢量冗余太多，在实际矢量的选取中应注意以下原则：
[0062] 1、最优先选取含有1、5电位的矢量，因为1、5两种矢量能同时平衡两个电容电压；
[0063] 2、次之选择含有0、6电位矢量，因为含0、6的矢量能精准的控制一个电容的电压；
[0064] 3、含3电平的矢量优先级最低，因为3电平同时重放电三个电容，不能精准控制电压；
[0065] 4、尽量不要选择含2、4电平的矢量，在这两种电平下完全失去了对Vcx1或Vcx3的控制，即2、4负优先级最高，当看到矢量中含有2、4电平时，立即排除选择。
[0066] 根据以上原则矢量的选择流程为：先看是否含有2、4电平，排除掉含有2、4电平的→看三个电平中1和5电平的数量，选择1或5多的→看三个电平中0和6电平的数量，选择0或6多的→最后在看3的数量。另外需要注意的是0、1、2和4、5、6分别为正负半周的电平，应尽量均匀分布才能有效的控制飞跨电容电压。
[0067] 表1.7L-NNPC变换器开关工作状态及输出电平
[0068]
[0069] 通过这种算法计算出来的开关状态虽小幅度偏离了最优矢量，但通过平衡电容电压，将使得整个算法前期建立的数学模型更加精确，更加有益于模型计算的精确度。通过仿真实验测得其输出电流THD如图6和图7所示。
[0070] 图3为变换器输出a相电压波形，可以看到输出电压呈不规则七电平，一个电平为50V，这是由于为了控制电容电压导致的。
[0071] 图4为变换器输出ab两相线电压，可以看到输出线电压呈13电平状态，一个电平为50V。
[0072] 图5为飞跨电容电压值，可以看到电容电压在期望值Vdc/6(Vdc＝300V)左右浮动。
[0073] 图6为a相输出电流波形，经过电感滤波整体呈现正弦曲线。
[0074] 图7为a相输出电流总谐波失真，由于采用多电平技术，即使是在模型预测低开关频率下，输出电感值较小的情况下，总谐波失真仍然可以控制在百分之五以内。
[0075] 上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。
