一种有源钳位反激变换器及其控制方法

摘要

本发明公开了一种有源钳位反激变换器及其控制方法，包括主功率电路、主钳位电路、辅钳位电路和输出整流滤波电路；其中，主功率电路由变压器和主开关管连接而成；主钳位电路由主钳位开关管、主钳位电容连接而成；辅钳位电路由辅钳位开关管、辅钳位电容和辅钳位二极管连接而成；输出整流滤波电路由输出整流二极管和输出电容连接而成；当连续工作状态时，驱动模式为：主钳位开关管与主开关管互补驱动，辅钳位开关管不驱动；当断续工作状态时，驱动模式为：主钳位开关管与主开关管非互补驱动，辅钳位开关管与主开关管互补驱动。本发明相比于现有技术，具有宽输入电压范围，实现所有开关管的零电压开通，提高电路工作效率，并改善电路EMI。

权利要求

1.一种有源钳位反激变换器，包括主功率电路、主钳位电路和输出整流滤波电路，主功率电路由变压器和主开关管连接而成；主钳位电路由主钳位开关管、主钳位电容连接而成；

变压器的次级绕组连接输出整流滤波电路；其中，主开关管的栅极接入第一驱动信号，主开关管的源极接地，主开关管的漏极接变压器初级绕组；主钳位开关管的栅极接入第二驱动信号，主钳位开关管的源极连接主开关管的漏极，主钳位开关管的漏极连接主钳位电容的一端，主钳位电容的另一端连接输入电压；其特征在于：还包括由辅钳位开关管、辅钳位电容和辅钳位二极管连接而成的辅钳位电路；所述辅钳位开关管的栅极接入第三驱动信号，辅钳位开关管的源极连接主开关管的漏极，辅钳位开关管的漏极连接辅钳位电容的一端，辅钳位电容的另一端连接输入电压，辅钳位开关管的漏极还连接辅钳位二极管的阴极，辅钳位二极管的阳极连接输入电压；当反激变换器为连续工作状态时，采用驱动模式为：主钳位开关管与主开关管互补驱动，辅钳位开关管不驱动；当反激变换器为断续工作状态时，采用驱动模式为：主钳位开关管与主开关管非互补驱动，辅钳位开关管与主开关管互补驱动。

2.一种有源钳位反激变换器的控制方法，所述控制方法用于控制如权利要求1所述的有源钳位反激变换器，其特征在于：检测所述反激变换器的工作状态，当处于连续工作状态，则驱动模式为：主钳位开关管与主开关管互补驱动，辅钳位开关管不驱动或者与主开关管互补驱动；当处于断续工作状态，则驱动模式为：主钳位开关管与主开关管非互补驱动，辅钳位开关管与主开关管互补驱动；主钳位开关管与辅钳位开关管同时导通，并早于辅钳位开关管关断。

3.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于：检测所述反激变换器的工作状态通过对输出整流滤波电路中的二极管输出电流检测来判断，若二极管输出电流在主开关管开通前未达到零，则判定为连续工作状态；相反，则判定为断续工作状态。

4.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于：检测所述反激变换器的工作状态通过电路参数设定输入电压阈值来判断，当输入电压低于或等于设定输入电压阈值时判定为连续工作状态；相反，则判定为断续工作状态。

5.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于：检测所述反激变换器的工作状态通过电路谐振周期确定一个时间阈值来判断，当主开关管关断时间低于或等于该时间阈值时判定为连续工作状态；相反，则判定为断续工作状态。

6.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于：检测所述反激变换器的工作状态通过检测变压器原边电感反向电流值来判断，当检测值低于或等于设定值时判定为连续工作状态；相反，则判定为断续工作状态。

说明书

一种有源钳位反激变换器及其控制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及开关变换器领域，具体地说是涉及一种有源钳位反激变换器；本发明还涉及上述有源钳位反激变换器的控制方法。

背景技术

[0002] 随着电力电子领域迅猛发展，开关变换器应用越来越广泛。人们对开关变换器提出更多要求：高功率密度、高可靠性和小体积。一般传统AC/DC变换采用反激拓扑实现，其具有结构简单、成本低廉等优点。在实际工作过程中由于漏感的存在，反激变换器常需要RCD钳位电路、LCD钳位电路或有源钳位电路作为吸收电路。其中具有有源钳位吸收电路的反激变换器不仅可以吸收漏感能量，还能将漏感能量回馈到输出端并且实现开关管的软开关，提高反激变换器的效率。

[0003] 传统有源钳位反激变换器如图1所示，包括主功率电路、钳位电路、输出整流滤波电路，其中，Cin为输入电容，T1为变压器，Lk为变压器漏感，Lm为励磁电感，S1和S2分别是主开关管和钳位开关管，Cr是钳位电容，Dout为输出整流二极管，Cout是输出电容。主功率电路由变压器T1和主开关管S1连接而成，钳位电路由钳位开关管S2和钳位电容Cr连接而成，输出整流滤波电路由输出整流二极管Dout和输出电容Cout连接而成。该反激变换器的主要连接关系：输入电容Cin一端连接输入电压，另一端接地；主开关管S1的栅极接入驱动信号Vgs1，主开关管S1的源极接地，主开关管S1的漏极接变压器TI初级绕组；钳位开关管S2的栅极接入驱动信号Vgs2，钳位开关管S2的源极连接主开关管S1的漏极，钳位开关管S2的漏极连接钳位电容Cr的一端，钳位电容Cr的另一端连接输入电压；整流二极管Dout的阳极与变压器T1次级绕组相连接，其阴极与输出电容Cout的一端相连接，输出电容Cout的另一端接地。传统有源钳位反激变换器由于钳位电容值较大，原边主开关管S1电压钳位效果好，几乎没有高频振荡。根据副边二极管输出电流在主开关管开通前是否到零，有源钳位反激变换器可以分为连续工作模式和断续工作模式。

[0004] 一般而言，设计者通常在低输入电压条件下将有源钳位反激变换器设计为连续工作模式并采用互补型控制策略，处于该工作状态下的电路可以实现所有开关管ZVS(零电压开启)。并且由于是互补型驱动，在钳位电路工作过程中钳位二极管将一直处于导通状态，体二极管不会出现反向恢复问题。另外由于钳位开关管导通时间长，所以电路中电流变化斜率较小，EMI性能较好。随着输入电压增高、或者输出功率下降，电路会进入断续工作模式。若在断续工作模式下仍采用互补型控制策略，虽然可以实现所有开关管的ZVS，但是变压器原边激磁电流和漏感电流在失去副边输出钳位后将反向激增，如图2所示，其中Vgs1为主开关管S1驱动波形，Vgs2为钳位开关管S2驱动波形，Vds_S1为主开关管漏源极两端电压，Is为副边二极管输出电流，Im、Ik分别为激磁电感电流和漏感电流。可以发现，在副边输出电流Is到零后，由于钳位管S2仍处于开通状态，所以变压器原边激磁电流和漏感电流反向激增，导致钳位管通路存在较大循环能量，严重影响电路效率。

[0005] 针对上述问题，浙江大学黄秀成编写的硕士学位论文《非互补有源箝位反激变流器的研究》中提出一种控制灵活的非互补有源钳位变换器控制策略，采用该控制策略在保证反激变换器原边主开关管实现ZVS特征前提下，减小了工作在断续工作模式下有源钳位反激变换器的钳位电路循环能量，提高了电路效率。其电路原理图与图1所示传统有源钳位反激变换器电路原理图一样，只是在控制策略进行了创新。图3、图4所示分别为连续工作模式和断续工作模式下工作波形图，其中Vgs1为主开关管S1驱动波形，Vgs2为钳位开关管S2驱动波形，Vds_S1为主开关管漏源极两端电压，I_Cr为流入钳位电容Cr的电流。

[0006] 从断续工作模式工作波形图(图4)可以发现：变压器原边激磁电流和漏感电流在失去副边输出钳位后，由于钳位开关管S2并未开通，所以未出现反向激增问题。但是失去副边输出钳位时，主开关管S1漏源极两端电压Vds_S1波形出现振荡，对系统EMI造成影响，同时钳位管S2也未能实现零电压开通，增加了开关损耗。

[0007] 综合上述，非互补控制策略虽然解决了高输入电压进入断续工作模式的传统互补型有源钳位反激电路在变压器原边激磁电流和漏感电流失去副边输出钳位后反向激增问题，但是同时也引入了振荡，并且钳位管并未实现ZVS，增加了开关损耗。非互补型控制策略本身也存在问题，因为漏感Lk向钳位电容Cr中储能过程并未开通钳位开关管S2，导致高频电流全部流经钳位开关管S2的体二极管。通常体二极管反向恢复特性很差，快速电流变化率将导致钳位开关管S2的体二极管反向恢复电流增大，体二极管反向恢复不但影响器件使用寿命，也增加了通态损耗，降低电路效率。对于低压输入时处于连续工作模式的有源钳位反激变换器而言，相比较采用互补型控制策略，采用非互补控制策略反而增加诸多劣势。

发明内容

[0008] 有鉴于此，本发明所要解决的技术问题是：提供一种有源钳位反激变换器，在实现主开关管ZVS基础上，电路工作在低压输入连续工作模式时，减小钳位管反向恢复问题影响；电路工作在高压输入断续工作模式时，消除断续工作模式时主开关管漏源极两端电压振荡，提高电路效率。

[0009] 同时本发明还提供上述一种有源钳位反激变换器的控制方法。

[0010] 为此，本发明第一个目的通过以下技术方案来实现：

[0011] 一种有源钳位反激变换器，包括主功率电路主钳位电路和输出整流滤波电路，主功率电路由变压器和主开关管连接而成；主钳位电路由主钳位开关管、主钳位电容连接而成；变压器的次级绕组连接输出整流滤波电路；其中，主开关管的栅极接入第一驱动信号，主开关管的源极接地，主开关管的漏极接变压器初级绕组；主钳位开关管的栅极接入第二驱动信号，主钳位开关管的源极连接主开关管的漏极，主钳位开关管的漏极连接主钳位电容的一端，主钳位电容的另一端连接输入电压；其特征在于：还包括由辅钳位开关管、辅钳位电容和辅钳位二极管连接而成的辅钳位电路；所述辅钳位开关管的栅极接入第三驱动信号，辅钳位开关管的源极连接主开关管的漏极，辅钳位开关管的漏极连接辅钳位电容的一端，辅钳位电容的另一端连接输入电压，辅钳位开关管的漏极还连接辅钳位二极管的阴极，辅钳位二极管的阳极连接输入电压；当反激变换器为连续工作状态时，采用驱动模式为：主钳位开关管与主开关管互补驱动，辅钳位开关管不驱动；当反激变换器为断续工作状态时，采用驱动模式为：主钳位开关管与主开关管非互补驱动，辅钳位开关管与主开关管互补驱动。

[0012] 上述一种有源钳位反激变换器的控制方法，检测所述反激变换器的工作状态，当处于连续工作状态，则驱动模式为：主钳位开关管与主开关管互补驱动，辅钳位开关管不驱动或者与主开关管互补驱动；当处于断续工作状态，则驱动模式为：主钳位开关管与主开关管非互补驱动，辅钳位开关管与主开关管互补驱动；主钳位开关管与辅钳位开关管同时导通，并早于辅钳位开关管关断。

[0013] 优先的，检测所述反激变换器的工作状态，通过对输出整流滤波电路中的二极管输出电流检测来判断，若二极管输出电流在主开关管开通前未达到零，则判定为连续工作状态；相反，则判定为断续工作状态。

[0014] 优先的，检测所述反激变换器的工作状态通过电路参数设定输入电压阈值来判断，当输入电压低于或等于设定输入电压阈值时判定为连续工作状态；相反，则判定为断续工作状态。

[0015] 优先的，检测所述反激变换器的工作状态通过电路谐振周期确定一个时间阈值来判断，当主开关管关断时间低于或等于该值时判定为连续工作状态；相反，则判定为断续工作状态。

[0016] 优先的，检测所述反激变换器的工作状态通过检测变压器原边电感反向电流来判断，当检测值低于或等于设定值时判定为连续工作状态；相反，则判定为断续工作状态。

[0017] 优先的，在断续工作状态时，主钳位开关管与辅钳位开关管同时导通，在变压器副边输出电流到零后关断主钳位开关管。

[0018] 本发明原理及具体实施方式将在实施例中进行详细分析说明。与现有技术方案相比，本发明具有以下有益效果：

[0019] 1.提高宽输入电压范围的电路效率；利用本发明所述控制方式，当电路在连续工作状态时能够降低主开关管的开关损耗，同时减小了钳位管的通态损耗，当电路进入断续工作状态时，避免变压器励磁电流反向激增问题，减小变压器损耗，提高电路整体工作效率。

[0020] 2.改善高输入电压时电路EMI；利用本发明的控制方式，电路在连续工作状态或断续工作状态时均不存在主开关管漏源极两端电压振荡，改善电路EMI。

附图说明

[0021] 图1为传统有源钳位反激变换器原理图；

[0022] 图2断续工作模式互补控制有源钳位反激变换器工作波形图；

[0023] 图3为非互补控制有源钳位反激变换器工作波形图(连续)；

[0024] 图4为非互补控制有源钳位反激变换器工作波形图(断续)；

[0025] 图5为本发明有源钳位反激变换器原理图；

[0026] 图6为本发明第一实施例有源钳位反激变换器工作波形图(驱动模式1)；

[0027] 图7为本发明第一实施例有源钳位反激变换器工作波形图(驱动模式2)；

[0028] 图8为本发明第二实施例有源钳位反激变换器工作波形图(驱动模式1)。

具体实施方式

[0029] 第一实施例

[0030] 图5所示为本发明实施的一有源钳位反激变换器原理图，该电路包括主功率电路、主钳位电路、辅钳位电路和输出整流滤波电路。其中主功率电路由变压器T1和主开关管S1连接而成；主钳位电路由主钳位开关管S2、主钳位电容Cr连接而成；辅钳位电路由辅钳位开关管S3、辅钳位电容Cc和辅钳位二极管Dc连接而成；输出整流滤波电路由输出整流二极管Dout和输出电容Cout连接而成。确定电路工作状态的检测方式采用通过检测输入电压与设定输入电压阈值比较的方法；输入电压阈值通过具体电路参数设定。

[0031] 当输入电压低于设定阈值时，电路处于连续工作状态，此时采用驱动模式1，此时辅钳位开关管S3为不工作状态，主钳位管S2和主开关管S1为互补驱动状态。图6所示为工作波形图，其中Vgs1为主开关管S1驱动波形，Vgs2为主钳位开关管S2驱动波形，Vds_S1为主开关管漏源极两端电压，Is为变压器副边输出整流二极管Dout输出电流，Im为变压器激磁电感Lm电流，Ik为变压器漏感Lk漏感电流。该驱动模式下包括：激磁阶段，主钳位开关管零电压开通阶段，去磁阶段，主开关管零电压开通阶段，具体工作原理如下：

[0032] ①激磁阶段(T0～T1)

[0033] T0时刻至T1时刻。T0时刻，主开关管S1导通，原边电流流经激磁电感Lm进行激磁，变压器激磁电流线性增加，副边整流二极管Do截止，变压器存储能量。

[0034] ②主钳位开关管零电压开通阶段(T1～T2)

[0035] T1时刻至T2时刻。T1时刻，主开关管S1关断，进入死区时间，此时间内原边电流给主开关管S1输出电容充电、主钳位开关管S2输出电容放电，主钳位电容Cr两端电压保持不变。当主开关管S1漏源两端电压Vds上升至最大值、主钳位开关管S2漏源两端电压Vds_s2下降为零。T2时刻，主钳位开关管S2的驱动信号Vgs2产生，主钳位开关管S2实现零电压导通。

[0036] ③去磁阶段(T2～T3)

[0037] T2时刻至T3时刻。T2时刻，主钳位开关管S2导通，主功率开关管S1处于关断状态。原边激磁电感Lm两端电压被副边输出钳位该阶段。主钳位电容Cr与变压器漏感Lk谐振，谐振电流先经主钳位开关管S2对主钳位电容Cr进行充电，然后经主钳位开关管S2对主钳位电容Cr进行放电。在放电阶段，储存在主钳位电容Cr中的漏感能量一部分通过变压器传递到副边，一部分能量储存在漏感Lk中，提高了漏感能量利用率，提高电路效率。

[0038] ④主开关管零电压开通阶段(T3～T4)

[0039] T3时刻至T4时刻。T3时刻，主钳位开关管S2的驱动信号Vgs2关断，由于电感电流不能突变，此时主开关管S1输出电容放电、主钳位开关管S2输出电容充电，当主开关管S1漏源两端电压为零后其体二极管导通。T4时刻，主开关管S1的驱动信号Vgs1产生，主开关管S1实现零电压开通。

[0040] 主开关管S1导通后进入下一个循环周期。

[0041] 处于驱动模式1的有源钳位反激变换器，由于漏感能量主要流经主钳位开关管S2沟道，减少了由于主钳位开关管S2体二极管反向恢复增加的通态损耗，提高了电路效率，同时也增加了器件使用寿命。使漏感能量得到充分利用。

[0042] 随着输入电压上升，超出输入电压设定阈值后，电路进入断续工作状态，此时采用驱动模式2，主钳位开关管S2与主开关管S1非互补驱动，辅钳位开关管S3与主开关管S1互补驱动；主钳位开关管S2与辅钳位开关管S3同时导通，并早于辅钳位开关管S3关断，具体是在变压器副边输出电流到零后关断主钳位开关管S2。如图7所示为驱动模式2下的有源钳位反激变换器工作波形图，其中Vgs1为主开关管S1驱动波形，Vgs2为主钳位管S2驱动波形，Vgs3为辅钳位管S3驱动波形，Vds_S1为主开关管漏源极两端电压，Is为变压器副边输出整流二极管Dout输出电流，Im为变压器激磁电感Lm电流，Ik为变压器漏感Lk漏感电流。该驱动模式下包括：激磁阶段，主钳位开关管和辅钳位开关管零电压开通阶段，去磁阶段，电流钳位阶段，主开关管零电压开通阶段，具体工作原理如下：

[0043] ①激磁阶段(T0～T1)

[0044] T0时刻至T1时刻。T0时刻，主开关管S1导通，原边电流流经激磁电感Lm进行激磁，变压器激磁电流线性增加，副边整流二极管Do截止，变压器存储能量。

[0045] ②主钳位开关管和辅钳位开关管零电压开通阶段(T1～T2)

[0046] T1时刻至T2时刻。T1时刻，主开关管S1关断，原边电流给主开关管S1输出电容充电、主钳位开关管S2和辅钳位开关管S3的输出电容放电，主钳位电容Cr、辅钳位电容Cc两端电压保持不变。当主开关管S1漏源两端电压Vds上升至最大值、主钳位开关管S2、辅钳位开关管S3漏源两端电压Vds_s2、Vds_s3下降为零。T2时刻，主钳位开关管S2和辅钳位开关管S3的驱动信号Vgs2、Vgs3产生，主钳位开关管S2和辅钳位开关管S3实现零电压导通。

[0047] ③去磁阶段(T2～T3)

[0048] T2时刻至T3时刻，T2时刻，主钳位开关管S2和辅钳位开关管S3导通，主功率开关管S1继续关断。原边激磁电感Lm两端电压被副边输出钳位。主钳位电容Cr、辅钳位电容Cc与变压器漏感Lk谐振，谐振电流先经主钳位开关管S2、辅钳位开关管S3对主钳位电容Cr、辅钳位电容Cc进行充电，然后经主钳位开关管S2、辅钳位开关管S3对主钳位电容Cr、辅钳位电容Cc进行放电。在放电阶段，储存在主钳位电容Cr、辅钳位电容Cc中的漏感能量一部分通过变压器传递到副边，一部分能量储存在漏感Lk中，由于漏感能量得到利用，电路效率被提高。T3时刻，副边电流下降为零，主钳位开关管S2关断。

[0049] ④电流钳位阶段(T3～T5)

[0050] T3时刻至T5时刻。T3时刻，原边激磁电感Lm失去副边输出钳位，辅钳位电容Cc与原边激磁电感Lm和漏感Lk发生谐振。谐振电流经辅钳位开关管S3对辅钳位电容Cc进行放电。T4时刻，辅钳位电容Cc两端电压被谐振电流放电至零电压，使辅钳位二极管Dc正向导通(此处不计二极管压降)，所以辅钳位电容Cc两端电压被钳位至零电压，辅钳位电容Cc与原边激磁电感Lm和漏感Lk谐振停止。谐振电流在辅钳位二极管Dc、原边激磁电感Lm和漏感Lk组成回路中续流，直至T5时刻。

[0051] ⑤主开关管零电压开通阶段(T5～T6)

[0052] T5时刻至T6时刻。T5时刻，辅钳位开关管S3关断，由于电感电流不能突变，此时主开关管S1输出电容放电、主钳位开关管S2、辅钳位开关管S3的输出电容充电，当主开关管S1漏源两端电压下降为零后其体二极管导通。T6时刻，主开关管S1的驱动信号Vgs1产生，主开关管S1实现零电压开通。

[0053] 主开关管S1导通后进入下一个循环周期。

[0054] 从断续模式工作波形图可以发现，由于主钳位开关管S2关断，变压器原边激磁电流和漏感电流失去副边输出钳位后保持在一定值，未出现反向激增问题。并且在主钳位开关管S2关断后，由于辅钳位二极管Dc的作用(T4时刻至T5时刻)，变压器激磁电感Lm与漏感Lk被钳位，所以Vds_S1两端电压不会发生振荡，从而改善了电路EMI。

[0055] 本发明第一实施例给出的驱动模式1为：辅钳位开关管S3为不工作状态，主钳位管S2和主开关管S1为互补驱动状态。该驱动模式下辅钳位开关管S3并不工作，所以减少了驱动模式1时，辅钳位管S3的驱动损耗。

[0056] 第二实施例

[0057] 有源钳位反激变换器原理图同实施例1，本实施例与第一实施例不同的地方在于：第二实施例的驱动模式1中主钳位管S2和辅钳位开关管S3与主开关管S1为互补驱动状态。
故本实施例仅给出驱动模式1的工作原理。

[0058] 当输入电压低于设定阈值时，电路处于连续工作状态，此时采用驱动模式1，此时辅钳位开关管S3为不工作状态，主钳位管S2和主开关管S1为互补驱动状态。图8所示为工作波形图，其中Vgs1为主开关管S1驱动波形，Vgs2为主钳位开关管S2驱动波形，Vds_S1为主开关管漏源极两端电压，Is为变压器副边输出整流二极管Dout输出电流，Im为变压器激磁电感Lm电流，Ik为变压器漏感Lk漏感电流。该驱动模式下包括：激磁阶段，主钳位开关管零电压开通阶段，去磁阶段，主开关管零电压开通阶段，具体工作原理如下：

[0059] ⑤激磁阶段(T0～T1)

[0060] T0时刻至T1时刻。T0时刻，主开关管S1导通，原边电流流经激磁电感Lm进行激磁，变压器激磁电流线性增加，副边整流二极管Do截止，变压器存储能量。

[0061] ⑥主钳位开关管与辅钳位开关管零电压开通阶段(T1～T2)

[0062] T1时刻至T2时刻。T1时刻，主开关管S1关断，进入死区时间，此时间内原边电流给主开关管S1输出电容充电、主钳位开关管S2和辅钳位开关管S3输出电容放电，主钳位电容Cr和辅钳位电容Cc两端电压保持不变。当主开关管S1漏源两端电压Vds上升至最大值，主钳位开关管S2和辅钳位开关管S3漏源两端电压Vds_s2下降为零。T2时刻，主钳位开关管S2和辅钳位开关管S3的驱动信号Vgs2、Vgs3产生，主钳位开关管S2和辅钳位开关管S3实现零电压导通。

[0063] ⑦去磁阶段(T2～T3)

[0064] T2时刻至T3时刻。T2时刻，主钳位开关管S2和辅钳位开关管S3导通，主功率开关管S1处于关断状态。原边激磁电感Lm两端电压被副边输出钳位该阶段。主钳位电容Cr和辅钳位电容Cc与变压器漏感Lk谐振，谐振电流一部分经主钳位开关管S2对主钳位电容Cr进行充电，一部分经辅钳位开关管S3对辅钳位电容Cc进行充电，然后谐振电流一部分经主钳位开关管S2对主钳位电容Cr进行放电，一部分经辅钳位开关管S3对辅钳位电容Cc进行放电。在放电阶段，储存在主钳位电容Cr和辅钳位电容Cc中的漏感能量一部分通过变压器传递到副边，一部分能量储存在漏感Lk中，由于漏感能量得到利用，提高了电路效率。

[0065] ⑧主开关管零电压开通阶段(T3～T4)

[0066] T3时刻至T4时刻。T3时刻，主钳位开关管S2和辅钳位开关管S3的驱动信号Vgs2、Vgs3关断，由于电感电流不能突变，此时主开关管S1输出电容放电、主钳位开关管S2和辅钳位开关管S3输出电容充电，当主开关管S1漏源两端电压为零后其体二极管导通。T4时刻，主开关管S1的驱动信号Vgs1产生，主开关管S1实现零电压开通。

[0067] 主开关管S1导通后进入下一个循环周期。

[0068] 本发明专利第二实施例给出的驱动模式1为：主钳位管S2和辅钳位开关管S3与主开关管S1为互补驱动状态。该驱动模式下辅钳位开关管S3也参与工作，所以增加了驱动模式1时，辅钳位管S3的驱动损耗。

[0069] 需要说明的是，本发明实施例中提到的控制主钳位管提前于辅钳位管关断的方式：当副边电流达到零时关断，该方式并不是唯一方式。本领域的技术人员直接使用其掌握的实现相应的功能的方式，如：通过设定原边反向电流大小控制主钳位开关管的脉宽使其早于辅钳位开关管关断、固定主钳位开关管的脉宽使其早于辅钳位开关管关断，至于其中元器件如何连接以及参数如何确定，属于在保证电路整体功能条件下，可以由所属领域技术人员根据实际情况的需要做出具体选择的情形，这些都是所述技术领域的技术人员可以理解并且能够实现的，在此不赘述。

[0070] 另外，除了上述实施例中检测反激变换器的工作状态的方式，还可以通过以下的几种方式来判断：

[0071] 可以通过对输出整流滤波电路中的二极管输出电流检测来判断，若二极管输出电流在主开关管开通前未达到零，则判定为连续工作状态；相反，则判定为断续工作状态。

[0072] 可以通过电路谐振周期确定一个时间阈值来判断，当主开关管关断时间低于或等于该值时判定为连续工作状态；相反，则判定为断续工作状态。

[0073] 可以通过检测变压器原边电感反向电流来判断，当检测值低于或等于设定值时判定为连续工作状态；相反，则判定为断续工作状态。

[0074] 上述不同的判断方式在确定具体工作状态后，驱动的工作模式和电路原理都是和所述实施例一样。

[0075] 以上为本发明的优化实施例，并不用以限制本发明，对于本技术领域的普通技术人员来说，凡在不脱离本发明原理的前提下，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。