新能源汽车集成车载充电变换系统

摘要

本发明提供了一种新能源汽车集成车载充电变换系统，包括：功率因数校正电路、直流变换电路、交流源以及新能源汽车驱动装置中的永磁同步电机；功率因数校正电路包括交流端和直流端；交流源以及永磁同步电机均与功率因数校正电路的交流端相连，直流变换电路与功率因数校正电路的直流端相连；功率校正电路用于通过永磁同步电机对系统进行功率因数校正以及谐波抑制，功率因数校正电路还用于将交流源产生的交流电整流为直流电并传输给直流变换电路，直流变换电路用于存储以及释放来自功率校正电路的直流电。利用上述发明能够省去功率因数校正电路外加电感的工作，显著节省车载充电变换系统的空间。

权利要求

1.一种新能源汽车集成车载充电变换系统，包括：

功率因数校正电路、直流变换电路、交流源以及新能源汽车驱动装置中的永磁同步电机；其中，所述功率因数校正电路包括交流端和直流端；

所述交流源以及所述永磁同步电机的定子三相电感均与所述功率因数校正电路的交流端相连，所述直流变换电路与所述功率因数校正电路的直流端相连；

其中，所述功率因数校正电路用于通过所述永磁同步电机的定子三相电感对功率因数进行校正以及对谐波进行抑制，所述功率因数校正电路还用于将所述交流源产生的交流电整流为直流电并传输给所述直流变换电路，所述直流变换电路用于存储以及释放来自所述功率因数校正电路的直流电；其中，所述功率因数校正电路为可控整流桥电路，包括四个相互并联的桥臂，四个桥臂的中点分别命名为M1-2、M3-4、M5-6 以及M7-8，四个桥臂的中点共同组成所述交流端，四个相互并联桥臂的两端构成直流端，以桥臂中c极作为直流端的一端为功率因数校正电路的正极，以桥臂中e极作为直流端的一端为功率因数校正电路的负极；

其中，桥臂中点M7-8、M1-2以及M3-4分别与所述永磁同步电机定子的a相电感La、b相电感Lb以及c相电感Lc相连，桥臂中点M5-6 及M7-8之间接入所述交流源；

其中，所述直流变换电路包括顺序串联以形成回路的电池、电感L、第一开关管S9、电容C以及第二开关管S10；

在所述第一开关管S9与所述电容C构成支路的两端反并联一个第三开关管S11，电容C的正极为所述直流变换电路的正极，电池的负极为所述直流变换电路的负极，所述直流变换电路的正极与负极分别同所述功率因数校正电路的正极和负极相连；

在充电模式下，所述直流变换电路为Buck电路；在放电模式下，所述直流变换电路为Boost电路。

2.如权利要求1所述的新能源汽车集成车载充电变换系统，其中，四个所述桥臂均包括两个同向串联的IGBT型开关管，共八个IGBT型开关管，分别命名为S1-S8，两个同向串联的IGBI型开关管之间的节点为桥臂中点。

3.如权利要求2所述的新能源汽车集成车载充电变换系统，其中，在所述功率因数校正电路中的IGBT型开关管的发射极和集电极两端均反向并联一个续流二极管。

4.如权利要求1所述的新能源汽车集成车载充电变换系统，其中，所述电容C为超级电容。

5.如权利要求1所述的新能源汽车集成车载充电变换系统，其中，所述第一开关管S9、所述第二开关管S10以及所述第三开关管S11均为IGBT型开关管，在所述第一开关管S9、第二开关管S10以及第三开关管S11的发射极和集电极两端均反并联有续流二极管。

6.如权利要求1所述的新能源汽车集成车载充电变换系统，其中，还包括控制电路以及驱动电路，所述驱动电路用于驱动所述功率因数校正电路以及所述直流变换电路，所述控制电路用于向所述驱动电路发送驱动信号。

7.如权利要求6所述的新能源汽车集成车载充电变换系统，其中，所述驱动电路包括第一驱动电路以及第二驱动电路，所述第一驱动电路用于驱动所述功率因数校正电路，所述第二驱动电路用于驱动所述直流变换电路。

8.如权利要求7所述的新能源汽车集成车载充电变换系统，其中，所述驱动信号为PWM信号，所述驱动电路用于将所述PWM信号调整后传递给所述功率因数校正电路以及所述直流变换电路中的开关管，所述控制电路通过所述PWM信号控制所述功率因数校正电路以及直流变换电路中的开关管的通断。

说明书

新能源汽车集成车载充电变换系统

技术领域

[0001] 本发明涉及充电变换系统技术领域，更为具体地，涉及一种新能源汽车集成车载充电变换系统。

背景技术

[0002] 新能源汽车的充电变换系统是将电网的交流电转换为直流电，并储存到车载储能器件的设备，是新能源汽车的重要技术。由于储能系统会对于电网产生谐波污染，并且会降低系统整体的功率因数，为此充电变换系统要求具谐波抑制功能和率因数校正功能。为了适应电池不同工作状态，要求直流侧两端伏安特性可以调节。

[0003] 传统上车载充电系统，由整流电路、功率因数校正电路以及直流变换电路依次连接构成。通常，在交流侧的整流电路选用不控整流桥电路；在整流整流的整流桥后插入一组带有可控开关管和电感的功率因数矫正电路，以达到抑制谐波和提高功率因数的作用；直流侧的直流变换电路选用隔离DC/DC电路来调节输出的电流电压。

[0004] 但是，在实际应用中，现有的车载充电变换系统一般存在下述问题。

[0005] 首先，交流侧的整流电路一般设置为不控整流桥结构，需要4个或多个整流二极管；电流流经整流二极管时，由于半导体器件的伏安特性，二极管两端会产生压降，从而产生通态损耗，降低系统整体的运行效率；此外，系统需要直接接入电网且功率等级较高，因此对整流二极管耐高电流的需求较高，由于受封装工艺限制，高耐流的二极管体积巨大；为了避免交流电产生的磁场对于系统稳定性的影响，整流电路需要单独设计，进一步增大系统的体积，当然设计成本也更高。

[0006] 其次，功率因数校正电路需要接入功率因数校正电感，该电感为主电路的一部分，且电感感抗需要达到一定设计要求。通常情况下，功率因数校正电感需要较大的过流面积，使得功率因数校正电感的体积较大；在功率因数校正电路结构一定的情况下，电路的开关频率通常为一个定值，因此，设计提高感抗的方式只能通过增大电感来实现，然而这种方式在增大感抗的同时，也会增加电感的内阻，产生能量传输的损耗，此外，由于功率因数校正电感为感性原件，对附件的电路有干扰作用，因此还须为电感单独设计放置空间。这样一来，严重降低整个车载充电变换系统的空间利用率。

[0007] 此外，直流侧一般选用反激式直流变换器，该变换器为Buck-Boost电路，可以实现能量的双向流动，且可以实现交流侧和直流侧的隔离，适合于对于电池的充电。然而，反激式直流变换器却具有结构复杂、需要接入变压器以及功率等级小等缺点。

[0008] 最后，充电系统中的储能元件一般为锂电池，该种储能器件在大电流的情况下可能会出现不稳定变化的情况。由于充电放电特性不能突变，使得锂电池在接入或切除充电系统以及为电机提供启动电压时控制难度显著增加，这也对车载充电系统的设计提出更高要求。

[0009] 基于上述现有的车载充电变换系统的问题，亟需一种新型的集成车载充电变换系统。

发明内容

[0010] 鉴于上述问题，本发明的目的是提供一种新能源汽车集成车载充电变换系统，包括：功率因数校正电路、直流变换电路、交流源以及新能源汽车驱动装置中的永磁同步电机；其中，功率因数校正电路包括交流端和直流端；交流源以及永磁同步电机的定子三相电感均与功率因数校正电路的交流端相连，直流变换电路与功率因数校正电路的直流端相连；其中，功率校正电路用于通过永磁同步电机的定子三相电感对功率因数进行校正以及对谐波进行抑制，功率因数校正电路还用于将交流源产生的交流电整流为直流电并传输给直流变换电路，直流变换电路用于存储以及释放来自功率校正电路的直流电。

[0011] 此外，优选的结构是，功率因数校正电路为可控整流桥电路，包括四个相互并联的桥臂，四个桥臂的中点分别命名为M1-2、M3-4、M5-6以及M7-8，四个桥臂的中点共同组成交流端，四个相互并联桥臂的两端构成直流端，以桥臂中c极作为直流端的一端为功率因数校正电路的正极，以桥臂中e极作为直流端的一端为功率因数校正电路的负极；

[0012] 其中，桥臂中点M7-8、M1-2以及M3-4分别与永磁同步电机定子的a相电感、b相电感以及c相电感相连，桥臂中点M5-6之间M7-8接入交流源。

[0013] 此外，优选的结构是，四个桥臂均包括两个同向串联的IGBT型开关管，共八个IGBT型开关管，分别命名为S1-S8，两个同向串联的IGBI型开关管之间的节点为桥臂中点。

[0014] 此外，优选的结构是，在功率因数校正电路中的IGBT型开关管的ce两端均反向并联一个续流二极管。

[0015] 此外，优选的结构是，直流变换电路包括顺序串联以形成回路的电池、电感L、第一开关管S9、电容C以及第二开关管S10；在第一开关管S9与电容C构成支路的两端反并联一个第三开关管S11，电容C的正极为直流变换电路的正极，电池的负极为直流变换电路的负极，直流变换电路的正极与负极分别同功率校正电路的正极和负极相连。

[0016] 此外，优选的结构是，电容C为超级电容。

[0017] 此外，优选的结构是，第一开关管、第二开关管以及第三开关管均为IGBT型开关管，在第一开关管、第二开关管以及第三开关管ce两端均反并联有续流二极管。

[0018] 此外，优选的结构是，还包括控制电路以及驱动电路，驱动电路用于驱动功率因数校正电路以及直流变换电路，控制电路用于向驱动电路发送驱动信号。

[0019] 此外，优选的结构是，驱动电路包括第一驱动电路以及第二驱动电路，第一驱动电路用于驱动功率因数校正电路，第二驱动电路用于驱动直流变换电路。

[0020] 此外，优选的结构是，驱动信号为PWM信号，驱动电路用于将PWM信号调整后传递给功率因数校正电路以及直流变换电路中的开关管，控制电路通过PWM信号控制功率因数校正电路以及直流变换电路中的开关管的通断。

[0021] 利用上述根据本发明提供的新能源汽车集成车载充电变换系统，能够将汽车驱动系统与车载充电变换系统进行结合，省去传统车载充电变换系统中的功率因数校正电感，显著提高空间利用率，此外，将永磁同步电机中的电感作为功率因数校正交错电感，能够显著提高交流侧的谐波抑制能力。

[0022] 为了实现上述以及相关目的，本发明的一个或多个方面包括后面将详细说明并在权利要求中特别指出的特征。下面的说明以及附图详细说明了本发明的某些示例性方面。然而，这些方面指示的仅仅是可使用本发明的原理的各种方式中的一些方式。此外，本发明旨在包括所有这些方面以及它们的等同物。

附图说明

[0023] 通过参考以下结合附图的说明及权利要求书的内容，并且随着对本发明的更全面理解，本发明的其它目的及结果将更加明白及易于理解。

[0024] 在附图中：功率因数校正电路1、直流变换电路2、永磁同步电机3、交流源4、驱动电路5、控制电路6；

[0025] 图1示出了根据本发明的新能源汽车集成车载充电变换系统的原理图；

[0026] 图2示出了根据本发明的新能源汽车集成车载充电变换系统的方框示意图。

[0027] 在所有附图中相同的标号指示相似或相应的特征或功能。

具体实施方式

[0028] 在下面的描述中，出于说明的目的，为了提供对一个或多个实施例的全面理解，阐述了许多具体细节。然而很明显，也可以在没有这些具体细节的情况下实现这些实施例。

[0029] 以下将结合附图对本发明的具体实施例进行详细描述。

[0030] 图1示出了根据本发明的新能源汽车集成车载充电变换系统的原理图，图2示出了根据本发明的新能源汽车集成车载充电变换系统的方框示意图。

[0031] 结合如图1、2共同所示，一种新能源汽车集成车载充电变换系统，包括：功率因数校正电路1、直流变换电路2、交流源4以及新能源汽车驱动装置中的永磁同步电机3；其中，功率因数校正电路1包括交流端和直流端；交流源4以及永磁同步电机3的定子三相电感均与功率因数校正电路1的交流端相连，直流变换电路2与功率因数校正电路1的直流端相连；其中，功率校正电路用于通过永磁同步电机3的定子三相电感对功率因数进行校正以及对谐波进行抑制，功率因数校正电路1还用于将交流源4产生的交流电整流为直流电并传输给直流变换电路2，直流变换电路2用于存储以及释放来自功率校正电路的直流电。

[0032] 本发明提供的新能源汽车集成车载充电变换系统设计出一种全新的拓扑结构，整合电动汽车的传动系统和充电变换系统，将电动汽车传动系统中的永磁同步电机3定子中的三相电感与功率因数校正电路1的交流端相连作为功率因数校正电感，通过这种方式不仅能够省去功率因数校正电路1交流端需要附加电感以及相关设备的工作，而且能够减小功率因数校正电路1的体积，显著提高充电变换系统的空间利用率。

[0033] 具体地，功率因数校正电路1为可控整流桥电路，包括四个相互并联的桥臂，分别命名为第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂以及第四桥臂，四个桥臂的中点分别命名为M1-2、M3-4、M5-6以及M7-8，四个桥臂的中点共同组成交流端，四个相互并联的桥臂的两端构成直流端，以桥臂中c极作为直流端的一端为功率因数校正电路1的正极，以桥臂中e极作为直流端的一端为功率因数校正电路1的负极；其中，桥臂中点M7-8、M1-2以及M3-4分别与永磁同步电机3定子的a相电感La、b相电感Lb以及c相电感Lc相连，桥臂中点M5-6之间M7-8接入交流源4。

[0034] 本发明提供的充电变换系统将功率因数校正电路1设计成图腾柱结构的可控整流桥，并将永磁同步电机3定子的三相电感接入可控整流桥中构成交错结构，具有显著的谐波抑制作用，此外，由于功率因数校正电路1为图腾柱结构，还具有整流的作用，使用过程中只需要将交流源4接入桥臂中点桥臂M5-6之间M7-8就能够实现将交流源4中的交流电整流为直流电，通过这种方式能够将功率因数校正电路1与交流源4直接相连，省去外加整流电路对交流源4整流的工作，进一步节省充电变换系统的空间。

[0035] 更为具体地，四个桥臂均包括两个同向串联的IGBT型开关管，共八个IGBT型开关管，分别命名为S1-S8；其中，第一桥臂包括S1、S2，第二桥臂包括S3、S4，第三桥臂包括S5、S6，第四桥臂包括S7、S8，两个同向串联的IGBI型开关管之间的节点命名为桥臂中点；IGBT为绝缘栅双极型晶体管，属于大功率全控型开关管，由于充电变换系统的功率较大，且为更好的对系统进行控制，因此本发明选用IGBT型开关管。

[0036] 此外，为使整流后形成的电流连续并防止系统的整个工作过程中IGBT型开关管烧坏，在功率因数校正电路1中的IGBT型开关管的ce两端均反向并联一个续流二极管。

[0037] 在本发明的一个优选的实施方式中，直流变换电路2包括顺序串联以形成回路的电池、电感L、第一开关管S9、电容C以及第二开关管S10；在第一开关管S9与电容C的构成支路的两端反并联一个第三开关管S11，电容C为有极性电容，电容C的正极为直流变换电路2的正极，电池为锂离子电池，电池的负极为直流变换电路2的负极，直流变换电路2的正极与负极分别同功率校正电路的正极和负极相连。

[0038] 与传统的直流变换电路相比，本发明提供的具有新型结构的直流变换电路2在车载充电变换系统工作时，能够避免短时间内交流侧桥臂在直通情况下出现烧坏元器件的现象，开关管控制上避免死区补偿，降低开关管的开关损耗。

[0039] 具体地，第一开关管、第二开关管以及第三开关管均为IGBT型开关管，在第一开关管、第二开关管以及第三开关管ce两端均反并联有续流二极管。

[0040] 更为具体地，电容C为超级电容，超级电容又名电化学电容，是从上世纪七、八十年代发展起来的通过极化电解质来储能的一种电化学元件，它不同于传统的化学电源，是一种介于传统电容器与电池之间、具有特殊性能的电源，主要依靠双电层和氧化还原赝电容电荷储存电能。但在其储能的过程并不发生化学反应，这种储能过程是可逆的，也正因为此超级电容器可以反复充放电数十万次。本发明通过将在直流侧设置超级电容作为额外的储能装置，能够实现整个系统能量的快速转移，显著提高整个电路的充放电瞬态性能。

[0041] 此外，在本发明的一个具体实施方式中，为便于控制新能源汽车集成车载充电变换系统，还包括控制电路6以及驱动电路5，驱动电路5用于驱动功率因数校正电路1以及直流变换电路2，控制电路6用于向驱动电路5发送驱动信号。

[0042] 具体地，驱动电路5包括第一驱动电路5以及第二驱动电路5，第一驱动电路5用于驱动功率因数校正电路1，第二驱动电路5用于驱动直流变换电路2。

[0043] 更为具体地，驱动信号为PWM信号，驱动电路5用于将PWM信号调整后传递给功率因数校正电路1以及直流变换电路2中的开关管，控制电路6通过PWM信号控制功率因数校正电路1以及直流变换电路2中的开关管的通断，驱动电路5的调整主要包括将PWM信号与交流端隔离以及对其进行信号放大。

[0044] 为便于更好地理解本发明，下面详细介绍本发明的工作原理。

[0045] 1)在充电模式下，功率因数校正1电路可作为整流电路，开关管S1-S6工作，其中，开关管S1-S4依照功率因数校正电路1的控制占空比交替导通，S1和S2互补导通，S3和S4互补导通，S1和S3交错180度导通，S2和S4交错180度导通；此外，开关管S5和S6依照交流源的运行相位交替导通。

[0046] 2)在充电模式下，永磁同步电机3定子三相电感接入功率因数校正电路1作为功率因数校正电感，交流电经过电感La流入Lb和Lc两个交错电感，电感Lb和Lc作为交错功率因数校正电感，起到降低谐波含量的作用。

[0047] 3)在充电模式下，直流变换电路2的开关管S9-S11工作，其中开关管S11和S9-S10互补导通。该模式下，直流变换电路2为Buck电路。当交流侧功率因数校正电路1任意桥臂开关管切换工作状态时，开关管S11受直通占空比M控制，S9-S10工作状态与S11工作状态相反；当交流侧中的开关管为正常导通状态时，开关管S11受导通占空比D控制，S9-S10工作状态与S11工作状态相反。交流源4向超级电容和电池充电，超级电容向电池充电。

[0048] 4)在放电模式下，功率因数校正电路1可作为逆变电路，开关管S1-S6工作，其中，开关管S1-S4依照电网相位交替进行逆变，其中S1和S2互补导通，S3和S4互补导通，S1和S3同时导通，S2和S4同时导通；开关管S5和S6依照交流源4的运行相位交替导通。

[0049] 5)在放电模式下，永磁同步电机3定子三相电感接入功率因数校正电路1，作为整流滤波电感。交流电经过电感La分别交替与Lb和Lc组成L型滤波器，起到滤除谐波的作用。

[0050] 6)在放电模式下，直流变换电路2的开关管S9-S11工作，其中开关管S11和S9-S10互补导通。该模式下，直流变换电路2为Boost电路。当交流侧功率因数校正电路1任意桥臂开关管切换工作状态时，开关管S11受直通占空比M控制，S9-S10工作状态与S11工作状态相反；当交流侧开关管正常导通状态时，开关管S11受导通占空比D控制，S9-S10工作状态与S9工作状态相反；电池向超级电容和交流源6放电，超级电容向交流源6放电。

[0051] 7)在电机驱动模式下，功率因数校正电路1开关管S1-S4和S7-S8工作，其中开关管S1和S2，S3和S4，S7和S8分别组成一控制桥，依照矢量控制的方法对电感La、Lb以及Lc进行磁链控制，实现对永磁同步电机3的驱动。

[0052] 8)在电机驱动模式下，直流变换电路2的开关管S9-S11工作，其中开关管S11和S9-S10互补导通。该模式下，直流变换电路2为Boost电路。功率因数校正电路组成的控制桥，任意桥臂开关管切换工作状态时，开关管S11受直通占空比M控制，S9-S10工作状态与S9工作状态相反；当交流侧正常导通状态时，开关管S11受导通占空比D控制，S9-S10工作状态与S11工作状态相反；当控制桥进入零矢量状态时，S11关断，S9-S10工作状态与S11工作状态相反。电池和超级电容为电机供电，电池向超级电容放电。

[0053] 需要说明的是，Buck电路为降压式直流变换电路，输出电压比输入电压低；Boost电路为升压式直流变换电路，输出电压比输入电压高；交错表示两个相似周期信号，在统一时刻，以一定相位差工作；交错电路为一种利用两个电流交错并联达到减小谐波的电路；直通为一组桥臂两个器件同时导通的情况，对一般电路而言，直通状态是一种短路状态，要避免直通；死区为一种避免直通的方法，在一组桥臂转换工作状态前，将该桥臂所有器件关断。该方法会对系统造成不利影响，一般需要在控制上加以补偿；直通占空比为指直通情况下，控制信号的占空比；导通占空比为指非直通情况下，控制信号的占空比。

[0054] 通过上述可知，本发明提供新能源汽车集成车载充电变换系统具有以下优点：

[0055] 1、通过将车载充电系统与汽车驱动系统中的永磁同步电机相结合，将永磁同步电机定子中的电感作为功率因数校正电感，能够显著减小整个车载充电变换系统的体积；

[0056] 2、将功率因数校正电路设计成图腾柱的可控整流桥结构，能够省去在交流侧外加整流电路的工作，同时进一步减小车载充电变换系统的体积；

[0057] 3、交流侧使用永磁同步电机的电感组成交错功率因数校正电路，与传统的外加电感相比，能够显著提高谐波抑制能力；

[0058] 4、通过设计新型的直流变换电路，省去反激电路耦合原件的使用，通过外加超级电容作为储能器件，能够实现能量额快速流动，提高电路的瞬态性能；

[0059] 5、功率因数校正电路可以用做永磁同步电机驱动电路，为永磁同步电机提供高启动电压并对其进行控制；

[0060] 6、设计新型结构的直流变换电路，能够避免短时间内交流侧桥臂在直通情况下出现烧坏元器件的现象，开关管控制上避免死区补偿，降低开关管的开关损耗。

[0061] 如上参照图1和图2以示例的方式描述根据本发明的新能源汽车集成车载充电变换系统。但是，本领域技术人员应当理解，对于上述本发明所提出的新能源汽车集成车载充电变换系统，还可以在不脱离本发明内容的基础上做出各种改进。因此，本发明的保护范围应当由所附的权利要求书的内容确定。