两模块无线充电系统的单极性SPWM电流控制方法

摘要

本发明公开了一种两模块无线充电系统的单极性SPWM电流控制方法，该方法通过输出电流外环，发射线圈电流与发射线圈平均电流的差值内环的单极性SPWM控制方法，并结合互感大小判断反馈关系的不等式确定各个控制回路的反馈项即可实现对各模块输出电流的单独控制，还提出了适用于偏移情况下的输出端联合控制。本发明方法可以针对两个无线充电模块进行输出电流、功率的单独控制，不同谐振腔参数、任意线圈互感参数以及是否发生偏移均不影响此方法的通用性。采用本方法可实现对单模块接收端输出电流的独立控制，不需要在系统主功率回路中外添元件就可以实现两个无线充电模块输出之间的独立控制。

权利要求

1.两模块无线充电系统的单极性SPWM电流控制方法，其特征在于，所述的两模块无线充电系统中含有两个独立的无线充电模块，每个无线充电模块包含一个发射线圈、一个接收线圈以及一套独立的原边和副边电路和该模块的控制回路，针对两模块无线充电系统，其控制方法如下：对输入侧逆变器采用单极性SPWM的控制方法，逆变器同一桥臂的上下两开关管给予互补控制信号，将其中一个桥臂作为方向臂，另一个桥臂作为斩波臂，设置两个无线充电模块基波输入电压间相位差；将两模块基波输入电压幅值作为控制量，对两个全桥逆变器的斩波臂采用输出电流外环、发射线圈电流与发射线圈平均电流的差值内环的控制方法，并给出通过互感大小判断反馈关系的不等式，以此确定各个控制回路的反馈项，从而保证反馈量与控制量始终保持单调关系，使用PI调节器进行控制；提出适用于偏移情况下的输出端联合控制方法；

所述的设置两个无线充电模块基波输入电压间相位差的方法具体为：通过设置两个控制回路中的两个调制波间的相位差，所述的相位差可以是任意的，从而控制两个无线充电模块方向臂导通信号间的相位差，最终实现对两个无线充电模块基波输入电压间相位差的控制；

所述的发射线圈电流与发射线圈平均电流的差值内环的控制方法为：测量两个无线充电模块发射线圈中电流，取绝对值后进行周期平均处理得到平均值，将两个电流平均值相加后除以2，得到发射线圈平均电流的平均值，再分别将两个无线充电模块的发射线圈电流的平均值与发射线圈平均电流的平均值作差，所得的结果作为该无线充电模块控制回路的内环反馈量；

所述的通过互感大小判断反馈关系的不等式为 其中

M2T2R，表示第二个模块发射线圈与第二个模块接收线圈之间的互感，M1R2R表示第一个模块接收线圈与第二个模块接收线圈之间的互感，M1R2T表示第一个模块接收线圈与第二个模块发射线圈之间的互感；对于满足上式的两模块无线充电系统，将第一个无线充电模块的输出电流作为第二个无线充电模块基波输入电压幅值的外环反馈量，将第二个无线充电模块的输出电流作为第一个无线充电模块基波输入电压幅值的外环反馈量；对于不满足上式的两模块无线充电系统，将第一个无线充电模块的输出电流作为第一个无线充电模块基波输入电压幅值的外环反馈量，将第二个无线充电模块的输出电流作为第二个无线充电模块基波输入电压幅值的外环反馈量。

2.根据权利要求1所述的两模块无线充电系统的单极性SPWM电流控制方法，其特征在于，提出的适用于偏移情况下的输出端联合控制方法为：将两个模块的输出电流分别作平方处理，然后相加，将得到的值作为两个控制回路的外环反馈量，此时控制回路的外环参考值为系统总功率除以负载电阻值，最终PI控制器使外环反馈值稳定在外环参考值附近。

说明书

两模块无线充电系统的单极性SPWM电流控制方法

技术领域

[0001] 本发明属于无线充电技术领域，涉及一种两模块无线充电系统的单极性 SPWM电流控制方法。

背景技术

[0002] 随着全球范围内能源紧缺和环境污染问题的日益严重，发展电动汽车的重要性日益凸显。电动汽车无线充电技术，由于具有高效便利、维护成本低、不受环境影响等一系列优点备受关注。虽然目前中低功率无线充电技术已经得到一定发展，但大功率无线快充仍在研究当中。模块化的无线传能技术有利于突破传统单通道无线充电的功率限制，但由于不同模块间存在着复杂的交叉耦合，难以单独对其中一个模块的输出进行控制，所以目前还没有实际应用。本文提出了一种应用于两模块无线充电系统的单极性SPWM电流控制方法，利用单极性SPWM的思想，实现了对单个模块输出的单独控制。

发明内容

[0003] 本发明的目的在于针对两模块无线充电系统控制中的耦合问题，提供一种适用于两模块系统的单极性SPWM电流控制的方法。

[0004] 本发明采用的技术方案如下：

[0005] 两模块无线充电系统的单极性SPWM电流控制方法，所述的两模块无线充电系统中含有两个独立的无线充电模块，每个无线充电模块包含一个发射线圈、一个接收线圈以及一套独立的原边和副边电路和该模块的控制回路，针对两模块无线充电系统，其控制方法如下：对输入侧逆变器采用单极性SPWM的控制方法，逆变器同一桥臂的上下两开关管给予互补控制信号，将其中一个桥臂作为方向臂，另一个桥臂作为斩波臂，设置两个无线充电模块基波输入电压间相位差；将两模块基波输入电压幅值作为控制量，对两个全桥逆变器的斩波臂采用输出电流外环，发射线圈电流与发射线圈平均电流的差值内环的控制方法，并给出通过互感大小判断反馈关系的不等式，以此确定各个控制回路的反馈项，从而保证反馈量与控制量始终保持单调关系，使用PI调节器进行控制；提出适用于偏移情况下的输出端联合控制方法。

[0006] 上述技术方案中，进一步地，所述的设置两个无线充电模块基波输入电压间相位差的方法具体为：通过设置两个控制回路中的两个调制波间的相位差(调制波间相位差为任意值都可控制稳定，推荐值为180度)，从而控制两个无线充电模块方向臂导通信号间的相位差，最终实现对两个无线充电模块基波输入电压间相位差的控制。

[0007] 进一步地，所述的发射线圈电流与发射线圈平均电流的差值内环的控制方法为：测量两个无线充电模块发射线圈中电流，取绝对值后进行周期平均处理得到平均值，将两个电流平均值相加后除以2，得到发射线圈平均电流的平均值，再分别将两个无线充电模块的发射线圈电流的平均值与发射线圈平均电流的平均值作差，所得的结果作为该无线充电模块控制回路的内环反馈量。

[0008] 进一步地，所述的通过互感大小判断反馈关系的不等式为其中M2T2R，表示第二个模块发射线圈与第二个模块接收线圈之间的互
感，M1R2R表示第一个模块接收线圈与第二个模块接收线圈之间的互感，M1R2T表示第一个模块接收线圈与第二个模块发射线圈之间的互感；对于满足上式的两模块无线充电系统，将第一个无线充电模块的输出电流作为第二个无线充电模块基波输入电压幅值的外环反馈量，将第二个无线充电模块的输出电流作为第一个无线充电模块基波输入电压幅值的外环反馈量；对于不满足上式的两模块无线充电系统，将第一个无线充电模块的输出电流作为第一个无线充电模块基波输入电压幅值的外环反馈量，将第二个无线充电模块的输出电流作为第二个无线充电模块基波输入电压幅值的外环反馈量。

[0009] 进一步地，提出的适用于偏移情况下的输出端联合控制方法为：将两个模块的输出电流分别作平方处理，然后相加，将得到的值作为两个控制回路的外环反馈量，此时控制回路的外环参考值为系统总功率除以负载电阻值，最终PI控制器使外环反馈值稳定在外环参考值附近。

[0010] 本发明的有益效果是：

[0011] 采用本发明的方法可以通过控制手段实现两模块无线充电系统输出电流独立控制，线圈参数和谐振腔的设计均不影响此方案的通用性；提出的适用于偏移情况下的输出端联合控制方法可以在偏移情况下最大限度减小原边电路的电流增加。

附图说明

[0012] 图1两模块无线充电系统示意图；

[0013] 图2两模块无线充电系统拓扑结构；

[0014] 图3两模块系统基波等效电路；

[0015] 图4两模块系统受控源小信号交流模型等效电路；

[0016] 图5单通道控制方式下控制框图；

[0017] 图6传统控制方法输出电流波形图；

[0018] 图7单极性SPWM控制框图：(a)第一个模块逆变器控制信号框图(b) 第二个模块逆变器控制信号框图(c)发射线圈平均电流计算框图(d)偏移情况下控制信号框图(e)和(f)分别为互感条件满足公式(32)情况下第一个模块逆变器控制信号框图和第二个模块逆变器控制信号框图；

[0019] 图8仿真线圈正对情况下Maxwell俯视图；

[0020] 图9输出电流仿真波形图：(a)两模块系统平稳输出(b)第一个模块输出发生突变；

[0021] 图10仿真线圈偏移情况下Maxwell俯视图；

[0022] 图11偏移情况下输出电流仿真波形图；

[0023] 其中，VT1至VT8表示两模块无线充电系统中输入侧逆变器的8个功率开关器件及其驱动(IGBT或MOSFET等)，Uin1及Uin2分别代表第一个模块和第二个模块的直流输入电压，和 分别表示第一个模块和第二个模块的发射线圈电流平均值， 表示发射线圈平均电流的平均值，其余符号表示均已在具体实施方式中说明。

具体实施方式

[0024] 本发明的一种两模块无线充电系统的单极性SPWM电流控制方法，所述的两模块无线充电系统中含有两个独立的无线充电模块，每个模块包含一个发射线圈、一个接收线圈以及一套独立的原边和副边电路和该模块的控制回路该模块的控制回路。对输入侧逆变器采用单极性SPWM的控制方法，逆变器同一桥臂的上下两开关管给予互补控制信号，将其中一个桥臂作为方向臂，另一个桥臂作为斩波臂。对第一个模块而言，输入侧全桥逆变器的方向臂采用互补的方波控制信号，当调制波幅值大于0，给上管导通信号，给下管关断信号；当调制波幅值小于0，给上管关断信号，给下管导通信号；对第二个模块方向臂的控制逻辑相同，所给的调制波相位不同。通过设置所给的两个调制波间的相位差，控制两模块方向臂导通信号间的相位差，从而确定两模块基波输入电压间相位差。将两模块基波输入电压幅值作为控制量，对两个全桥逆变器的斩波臂采用输出电流外环，发射线圈电流与发射线圈平均电流的差值内环的控制方法，并给出通过互感大小判断反馈关系的不等式，以此确定各个控制回路的反馈项，从而保证反馈量与控制量始终保持单调关系，使用PI调节器进行控制；提出适用于偏移情况下的输出端联合控制方法。

[0025] 所述的设置两个无线充电模块基波输入电压间相位差的方法具体为：通过设置两个控制回路中的两个调制波间的相位差(调制波间相位差为任意值都可控制稳定，推荐值为180度)，从而控制两个无线充电模块方向臂导通信号间的相位差，最终实现对两个无线充电模块基波输入电压间相位差的控制。所述的发射线圈电流与发射线圈平均电流的差值内环的控制方法为：测量两个无线充电模块发射线圈中电流，取绝对值后进行周期平均处理得到平均值，将两个电流平均值相加后除以2，得到发射线圈平均电流的平均值，再分别将两个无线充电模块的发射线圈电流的平均值与发射线圈平均电流的平均值作差，所得的结果作为该无线充电模块控制回路的内环反馈量。所述的通过互感大小判断反馈关系的不等式为 其中M2T2R，表示第二个模块发射线圈与第二个模块接收线圈之间的互感，M1R2R表示第一个模块接收线圈与第二个模块接收线圈之间的互感，M1R2T表示第一个模块接收线圈与第二个模块发射线圈之间的互感；对于满足上式的两模块无线充电系统，将第一个无线充电模块的输出电流作为第二个无线充电模块基波输入电压幅值的外环反馈量，将第二个无线充电模块的输出电流作为第一个无线充电模块基波输入电压幅值的外环反馈量；对于不满足上式的两模块无线充电系统，将第一个无线充电模块的输出电流作为第一个无线充电模块基波输入电压幅值的外环反馈量，将第二个无线充电模块的输出电流作为第二个无线充电模块基波输入电压幅值的外环反馈量。提出的适用于偏移情况下的输出端联合控制方法为：将两个模块的输出电流分别作平方处理，然后相加，将得到的值作为两个控制回路的外环反馈量，此时控制回路的外环参考值为系统总功率除以负载电阻值，最终PI控制器使外环反馈值稳定在外环参考值附近。

[0026] 下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步地说明。

[0027] 理论推导

[0028] 首先对两模块无线充电系统中交叉耦合对输出电流的影响机制进行分析。

[0029] 两模块系统等效示意图如图1所示。两模块无线充电系统拓扑结构如图2 所示，基波等效电路如图3所示。根据基波等效电路，可对四个回路分别列出电压方程：

[0030]

[0031]

[0032]

[0033]

[0034]

[0035]

[0036]

[0037]

[0038] 其中，下标中T表示发射线圈(transmitting coil)，R表示接收线圈(receiving coil)，例如，下标1T、1R、2T、2R分别对应第一个模块的发射线圈、接收线圈以及第二个模块的发射线圈、接收线圈，R1T、R2T分别为第一个模块和第二个模块的原边寄生电阻，R1R和R2R分别为第一个模块和第二个模块副边寄生电阻与等效负载电阻之和，u1(t)和u2(t)分别表示第一个模块和第二个模块的基波输入电压(此处两模块基波输入电压取值与单通道系统相同)，i1T(t)和i1R(t)分别表示第一个模块发射线圈和接收线圈中的电流，i2T(t)和i2R(t)分别表示第二个模块发射线圈和接收线圈中的电流， 和 表示第一个模块原边回路和副边回路中补偿电容上的电压， 和 表示第二个模块和副边回路中补
偿电容上的电压，L1T、L1R、L2T、L2R代表两模块系统中原边回路四个线圈的自感，C1T、 C1R、C1T和C1R表示两模块系统中四个回路的补偿电容，MiTjR，i、j∈[1,n]，i≠j，表示第i个模块发射线圈与第j个模块接收线圈之间的互感。假设不同模块间参数对称，定义中间变量Z：

[0039] Z＝L2TL2R-M2T2R2＝L1TL1R-M1T1R2  (9)

[0040] 定义矩阵变量：

[0041]

[0042]

[0043]

[0044]

[0045]

[0046]

[0047]

[0048]

[0049] 联立方程(1)至(8)，并使用上述中间变量，可以求得如下状态方程：

[0050]

[0051] 对公式(18)进拉普拉斯变换，假设如下传递函数：

[0052]

[0053]

[0054]

[0055]

[0056]

[0057]

[0058]

[0059]

[0060]

[0061]

[0062]

[0063]

[0064] 采用前述方法可以得到各回路电流：

[0065]

[0066] 其中*(s)表示进行拉普拉斯变换后的电路参数，根据公式(31)得到将耦合线圈表示为受控源的等效电路如图4所示。

[0067] 在传统控制模式下，两模块系统的控制框图如图5所示。从图4受控源等效电路可以看出，由于此时两个模块输出端存在相互耦合，对u1(s)的控制不仅会影响i1R(s)，也会影响i2R(s)。在传统控制方式下，两模块输出电流的变化如图6 所示。可以看出，当两模块系统间的交叉耦合较大时，仍将两模块系统当作单通道系统分别对两个模块进行输出电压外环，输出电流内环的移相控制，很容易出现某一模块输出电流发散，而另一个模块输出电流还未达到参考值的情况。这是因为其中一个模块的输出电压同时受到该模块基波输入电压、另一模块基波输入电压以及两个模块基波输入电压间的相位差三个量的影响，输出电压与该模块基波输入电压幅值不再始终维持单调关系，无法通过PI调节实现无静差，传统控制方法很容易导致控制器的输出发散，无法实现对两模块输出的单独控制。

[0068] 为了保证控制量和反馈量维持单调关系，需要确定两个基波输入电压u1(s)、 u2()和它们之间的相位差这三个变量中一个的数值，显然确定两模块基波输入电压的相位差更符合控制逻辑。对于交叉互感M1T2R、M1R2T为负的两模块系统，以第一个模块的接收线圈为例，两个发射线圈的感应电压分别是 和 由于正对耦合M1T1R为正而交叉互感M1R2T为负，所以要保证感应电压同相位需要将两个发射线圈电流 和 相位差取为180°，此时可以保证两发射线圈对每个接收线圈的感应电压同相位，有功功率均是由原边传到副边，效率较高。同时在完全补偿的情况下，此时的每个模块的基波输入电压与发射线圈电流近似同相位，所以此时基波输入电压间的相位差近似取180°。同理，对于交叉互感M1T2R、M1R2T为正的两模块系统，发射线圈电流相位差为0°，可以保证两发射线圈对每个接收线圈的感应电压同相位，有功功率均是由原边传到副边，效率较高，基波输入电压间的相位差近似取180°。本发明仿真验证部分例子中所使用的仿真参数交叉互感为负，所以两模块逆变器方向臂的正弦调制波相位差设置为180°。

[0069] 传统单通道无线充电系统控制方法不适用于两模块系统的另一个重要原因是当两个模块间交叉耦合很大(与正对耦合可比)的时候，可能会出现第一个模块输出电流i1R(s)受到第二个模块基波输入电压幅值u2(s)影响更大，而第二个模块输出电流i2R(s)受到第一个模块基波输入电压幅值u1(s)影响更大的情况。此时需要将第一个模块的输出电流i1R(s)作为第二个模块基波输入电压幅值的反馈量，将第二个模块的输出电流i2R(s)作为第一个模块基波输入电压幅值的反馈量。对公式(18)进行拉普拉斯变换，将输出电流i1R(s)和i2R(s)均表示为两个基波输入电压u1(s)和u2(s)的函数，可以求得出现上述情况时交叉耦合与正对耦合间需要满足的条件为：

[0070]

[0071] 对于满足公式(32)的两模块系统，需要将第一个模块的输出电流i1R(s)作为第二个模块基波输入电压幅值的反馈量，将第二个模块的输出电流i2R(s)作为第一个模块基波输入电压幅值的反馈量；对于不满足公式(32)的两模块系统，需要将第一个模块的输出电流i1R(s)作为第一个模块基波输入电压幅值的反馈量，将第二个模块的输出电流i2R(s)作为第二个模块基波输入电压幅值的反馈量。

[0072] 为保证所述的控制方法在两模块无线充电系统单独输出和并联输出情况下均可使用，所以不将输出电压作为控制对象，使用输出电流作为控制外环。另外，模块化系统往往希望两个模块所传输的功率大致相等。如果两个模块的输入功率相差数倍，即使输出达到所需要的数值，也没有发挥模块化系统功率分摊和避免产生集中磁场、发热等优点，所以也要对原边回路的电路参数进行控制。为保证两模块原边回路电路参数基本对称，需要控制发射线圈电流幅值相等，本文将发射线圈电流平均值与两模块发射线圈电流平均值的差值作为内环的控制变量，控制框图如图7所示。当电路达到稳态时，两模块发射线圈电流幅值相等，在电路参数基本对称并且输出功率相同的情况下，输入视在功率也基本相同，能够发挥两模块无线充电系统本身的优点。在发生线圈偏移情况，电感参数不对称且正对耦合系数大大减小的情况下，为了达到相同的输出功率，原边电路会出现降压升流的情况，此时对原边电流的控制可以很好的分摊由于线圈偏移引起的额外原边电流应力。这种情况下采用副边输出电流联合调整的控制方法可以最大限度减小原边电路电流的增加。此时将两个模块的输出电流作平方处理并相加后同时作为两个控制回路的外环反馈量，此时外环参考值为系统总功率除以负载电阻值。

[0073] 综上所述，两模块无线充电系统的电路结构和控制框图分别如图2和图7(此处假定交叉耦合与正对耦合间不满足公式(32)所示。图7(a)、7(b)中所给的两个正弦调制波幅值相等，相位不同。将正弦调制波与零电位分别给到电压比较器的正负两端，所产生的控制信号分别给到两模块逆变器方向臂的上管(VT1 和VT5)，所产生的控制信号经过反相器分别给到两模块逆变器方向臂的下管 (VT4和VT8)。当调制波幅值大于0时，方向臂的上管导通；反之，方向臂的下管导通。两个模块调制波之间的相位差转换为逆变器方向臂控制信号间的相位差，也即为两模块等效基波输入电压间的相位差。图7(c)测量两个模块发射线圈中电流，取绝对值后进行周期平均处理得到平均值，将两个电流平均值相加后除以2，得到发射线圈平均电流的平均值，再分别将两个模块的发射线圈电流的平均值与发射线圈平均电流的平均值作差，所得的结果作为该模块控制回路的内环反馈量。图7(d)表示在偏移情况下的控制框图，此时两输出电流联合调整。

[0074] 当交叉耦合与正对耦合间满足公式(32)时，控制框图从7(a)、7(b)变为图7(e)、7(f)，此时将第一个模块的输出电流i1R(s)作为第二个模块基波输入电压幅值的反馈量，将第二个模块的输出电流i2R(s)作为第一个模块基波输入电压幅值的反馈量。

[0075] 仿真验证

[0076] 本文以额定功率为3.7KW的两模块系统为例，线圈匝数取30匝，边长取 350mm，磁芯和屏蔽层边长取370mm，两模块紧靠，俯视图如图8所示。通过 Maxwell仿真可以得到电感及交流电阻参数如下所示：

[0077] 表1两模块无线充电系统电感及交流电阻参数

[0078]

[0079] 直流输入电压取800V，输入侧逆变器控制方式如理论部分所示，采取完全补偿，负载电阻取30Ω，忽略电容寄生电阻，输出侧采取不控整流，输出电流参考值给定为11.1A，仿真得到的输出电流波形如图9(a)所示。可以看出输出电流波形可以很快达到参考值并保持稳定。

[0080] 保持其中一路输出不变，调整另一路输出。开始时输出电流参考值均给定为 11.1A，在0.5秒后将第一个模块的输出电流参考值从11.1A调整到8A。输出波形如图9(b)所示，可以看到第一个模块输出电流突变时，第二个模块的输出电流基本可以维持不变。

[0081] 在线圈发生偏移情况下再进行仿真验证。将两个模块的接受侧线圈沿X轴方向移动150mm，侧视图如图10所示。通过Maxwell仿真可以得到电感及交流电阻参数如下所示：

[0082] 表2两模块无线充电系统偏移时电感及交流电阻参数

[0083]

[0084] 其余电路参数不变，在偏移情况下仍保持原边电流幅值相等，对输出侧联合调整，总输出功率不变。仿真结果如图11所示，可以看到输出电流最终可以控制稳定。