一种DC-DC开关电源的PID控制电路

摘要

本发明公开了一种DC‑DC开关电源的PID控制电路，属于开关电源技术领域，该控制电路包括：延时环节，误差脉冲产生环节，积分微分脉冲产生环节，移相载波产生环节和比例积分微分脉冲组合环节。本发明通过将功率电路的输出电压和载波比较后生成脉宽信号，以逻辑运算的方法实现控制策略，因而在控制电路中的信号基本上是以脉冲的形式传递，对比模拟控制，本发明电路不易受到器件参数漂移的影响，控制效果与数字控制相仿；同时电路发明中脉宽的逻辑运算都较为简单，可直接通过逻辑门实现，无需采用数字处理器，对比数字控制，其成本低廉。

权利要求

1.一种DC-DC开关电源的PID控制电路，其特征在于，包括：延时环节、误差脉冲产生环节、积分微分脉冲产生环节、移相载波产生环节和比例积分微分脉冲组合环节；

DC-DC变换器内部功率电路的输出电压Uo经过所述延时环节，输出前一个开关周期的输出电压Uod与前两个开关周期的输出电压Uodd；

所述功率电路的输出电压Uo、前一个开关周期的输出电压Uod、前两个开关周期的输出电压Uodd、参考电压Uref和预设载波c1共同作为所述误差脉冲产生环节的输入，所述误差脉冲产生环节的输出包括当前时刻的误差脉冲信号P1、前一个开关周期的误差脉冲信号P2、前两个开关周期的误差脉冲信号P3和参考脉冲vref；

所述参考脉冲vref经过所述移相载波产生环节，产生参考载波c2；

当前时刻的误差脉冲信号P1、前一个开关周期的误差脉冲信号P2、前两个开关周期的误差脉冲信号P3和参考载波c2共同作为所述积分微分脉冲产生环节的输入，所述积分微分脉冲产生环节的输出为积分微分脉冲vID；

所述积分微分脉冲vID、当前时刻的误差脉冲信号P1共同作为所述比例积分微分脉冲组合环节的输入，所述比例积分微分脉冲组合环节的输出为用于控制DC-DC变换器开关管通断的PID调节脉冲信号vPID，以调节所述DC-DC变换器的输出电压。

2.根据权利要求1所述的一种DC-DC开关电源的PID控制电路，其特征在于，所述误差脉冲产生环节包括多个误差脉冲子单元；各个所述误差脉冲子单元分别产生当前时刻的误差脉冲信号P1、前一个开关周期的误差脉冲信号P2、前两个开关周期的误差脉冲信号P3；每个误差脉冲信号包括正误差脉冲和负误差脉冲；

产生当前时刻的误差脉冲信号P1的误差脉冲子单元的逻辑表达式为：

其中，verr+为当前时刻的误差脉冲信号P1的正误差脉冲；verr-为当前时刻的误差脉冲信号P1的负误差脉冲；参考脉冲vref为参考电压Uref和预设载波c1比较后得到的方波信号；vo为功率电路的输出电压Uo和预设载波c1比较后得到的方波信号；

产生前一个开关周期的误差脉冲信号P2的误差脉冲子单元的逻辑表达式为：

其中，v′err+为前一个开关周期的误差脉冲信号P2的正误差脉冲；v′err-为前一个开关周期的误差脉冲信号P2的负误差脉冲；vod为前一个开关周期的输出电压Uod和预设载波c1比较后得到的方波信号；

产生前两个开关周期的误差脉冲信号P3的误差脉冲子单元的逻辑表达式为：

其中，v″err+为前两个开关周期的误差脉冲信号P3的正误差脉冲；v″err-为前两个开关周期的误差脉冲信号P3的负误差脉冲；vodd为前两个开关周期的输出电压Uodd和预设载波c1比较后得到的方波信号。

3.根据权利要求2所述的一种DC-DC开关电源的PID控制电路，其特征在于，所述当前时刻的误差脉冲信号P1的脉冲宽度与所述参考电压Uref和功率电路的输出电压Uo的差值成比例关系；所述前一个开关周期的误差脉冲信号P2的脉冲宽度与所述参考电压Uref和前一个开关周期的输出电压Uod的差值成比例关系；所述前两个开关周期的误差脉冲信号P3的脉冲宽度与所述参考电压Uref和前两个开关周期的输出电压Uodd的差值成比例关系。

4.根据权利要求1-3任一项所述的一种DC-DC开关电源的PID控制电路，其特征在于，所述参考载波c2和预设载波c1的周期均与开关周期相等，且所述参考载波c2的相位超前所述预设载波c1，超前的相位与所述参考脉冲vref的脉冲宽度成比例；所述预设载波c1为锯齿波。

5.根据权利要求4所述的一种DC-DC开关电源的PID控制电路，其特征在于，所述移相载波产生环节包括三极管共集电极电路模块、高通滤波模块、恒流源模块和电容放电模块。

6.根据权利要求1所述的一种DC-DC开关电源的PID控制电路，其特征在于，所述积分微分脉冲产生环节包括多个电容的恒流充放电电路。

7.根据权利要求2所述的一种DC-DC开关电源的PID控制电路，其特征在于，所述比例积分微分脉冲组合环节的逻辑表达式为：

8.根据权利要求1所述的一种DC-DC开关电源的PID控制电路，其特征在于，所述延时环节为LRC延时电路。

说明书

一种DC-DC开关电源的PID控制电路

技术领域

[0001] 本发明属于开关电源领域，更具体地，涉及一种DC-DC开关电源的PID控制电路。

背景技术

[0002] 随着科技的发展和消费水平的提高，越来越多的移动设备应用到日常生活之中，如智能手机，笔记本电脑，平板电脑，移动穿戴设备等。这些移动设备大都需要直流电源供电，因而对直流电源变换器有着较大的需求。对比线性电源，DC-DC开关电源损耗低，体积小，效率高，已得到了广泛应用。控制器设计与DC-DC开关电源的性能有很大关系，同时也在一定程度上影响着DC-DC开关电源的设计制造成本，因此具有重要的研究价值。

[0003] DC-DC开关电源的控制可以分为模拟控制和数字控制：模拟控制是用模拟器件搭建控制电路，控制策略全部由模拟电路实现，电路使用的器件性能和电路拓扑决定了控制效果的优劣。如发明专利《A  proportional-integral-derivative(PID)analog controller and a method for testing a PID analog controller of a DC/DC converter》，公开号EP2741408，公开日2018年5月16日，提出了一种基于DC-DC变换器的PID模拟控制，此PID模拟控制的控制回路由运算跨导放大器(OTA)和PID模拟控制器的反馈网络形成；发明专利《一种BUCK控制器和输出电压的控制方法》，公开号CN106899210B，公开日2019年2月26日，提出了一种基于Buck电路的模拟控制方式，提高了电路瞬态响应的能力。
模拟控制的优点是成本低廉，因而在很多对成本要求严格的场合有重要应用。模拟控制的缺点在于器件受环境影响较大，器件的参数漂移会导致电路产生较大误差，控制效果相对较差。

[0004] 数字控制是以数字处理芯片为核心的控制系统，控制策略以程序的形式存储于数字处理芯片中，只需少量的外围电路，程序即可运行从而实现所需的控制功能。如发明专利《PID based controller for DC-DC converter with post-processing filters》，公开号US2006023479，公开日2006年2月2日，提出了一种控制DC-DC变换器的数字PID控制器，该发明通过模数转换器将模拟电压转换为数字信号，再通过差分电路得到误差信号，进而用数字补偿器处理误差信号，最终得到开关控制信号；发明专利《一种Boost型DC-DC变换器的自适应控制系统》，公开号CN108539978A，公开日2018年9月14日，提出了一种Boost型DC-DC变换器的自适应控制系统，通过AD采样对Boost变换器的输出电压和电流进行采样并获取实时反馈输出电压、实时反馈输出电流发送给控制器，由控制器做出控制决策。发明专利《车载DC/DC电源数字控制装置》的，公开号CN108880267A，公开日2018年11月13日，提出了一种基于DSP的车载DC-DC电源数字控制装置。数字控制因其控制信号都是数字量因而不会因为器件的参数漂移而引起较大的误差，能同时实现PWM调制，并且电路简单。但是数字处理芯片价格较高，尤其是运算和存储要求较高的数字处理芯片价格相对模拟器件来说十分高昂，因而数字控制的成本较高。

[0005] 综上，数字控制和模拟控制均有各自的优点，但也存在各自的不足之处。模拟控制的缺点在于器件受环境影响较大，器件的参数漂移会导致电路产生较大误差，控制效果相对较差。数字控制不受器件参数漂移影响；而数字处理芯片价格较高，尤其是运算和存储要求较高的数字处理芯片价格相对模拟器件来说十分高昂，因而数字控制的成本较高。

发明内容

[0006] 针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种DC-DC开关电源的PID控制电路，其目的在于减小器件参数漂移对控制电路的影响，以提高控制效果，同时降低控制成本。

[0007] 为实现上述目的，本发明提供了一种DC-DC开关电源的PID控制电路，包括：延时环节，误差脉冲产生环节，积分微分脉冲产生环节，移相载波产生环节和比例积分微分脉冲组合环节；

[0008] 功率电路的输出电压Uo经过所述延时环节，输出前一个开关周期的输出电压Uod与前两个开关周期的输出电压Uodd；

[0009] 所述功率电路的输出电压Uo、前一个开关周期的输出电压Uod、前两个开关周期的输出电压Uodd、参考电压Uref和预设载波c1共同作为所述误差脉冲产生环节的输入，所述误差脉冲产生环节的输出包括当前时刻的误差脉冲信号P1、前一个周期的误差脉冲信号P2、前两个周期的误差脉冲信号P3和参考脉冲vref；

[0010] 所述参考脉冲vref经过所述移相载波产生环节，产生参考载波c2；

[0011] 当前时刻的误差脉冲信号P1、前一个周期的误差脉冲信号P2、前两个周期的误差脉冲信号P3和参考载波c2共同作为所述积分微分脉冲产生环节的输入，所述积分微分脉冲产生环节的输出为积分微分脉冲vID；

[0012] 所述积分微分脉冲vID、当前时刻的误差脉冲信号P1共同作为所述比例积分微分脉冲组合环节的输入，所述比例积分微分脉冲组合环节的输出为用于控制DC-DC变换器开关管通断的PID调节脉冲信号vPID，以调节所述DC-DC变换器的输出电压。

[0013] 进一步地，所述误差脉冲产生环节包括多个误差脉冲子单元；各个所述误差脉冲子单元分别产生当前时刻的误差脉冲信号P1、前一个周期的误差脉冲信号P2、前两个周期的误差脉冲信号P3；每个误差脉冲信号包括正误差脉冲verr+和负误差脉冲verr-；

[0014] 产生当前时刻的误差脉冲信号P1的误差脉冲子单元的逻辑表达式为：

[0015]

[0016] 其中，vref为参考电压Uref和预设载波c1比较后得到的方波信号；vo为功率电路的输出电压Uo和预设载波c1比较后得到的方波信号；

[0017] 产生前一个周期的误差脉冲信号P2的误差脉冲子单元的逻辑表达式为：

[0018]

[0019] 其中，vod为前一个开关周期的输出电压Uod和预设载波c1比较后得到的方波；

[0020] 产生前两个周期的误差脉冲信号P3的误差脉冲子单元的逻辑表达式为：

[0021]

[0022] 其中，vodd为前两个开关周期的输出电压Uodd和预设载波c1比较后得到的方波。

[0023] 进一步地，所述当前时刻的误差脉冲信号P1的脉冲宽度与所述参考电压Uref和功率电路的输出电压Uo的差值成比例关系；所述前一个周期的误差脉冲信号P2的脉冲宽度与所述参考电压Uref和前一个开关周期的输出电压Uod的差值成比例关系；所述前两个周期的误差脉冲信号P3的脉冲宽度与所述参考电压Uref和前两个开关周期的输出电压Uodd的差值成比例关系。

[0024] 进一步地，所述参考载波c2和预设载波c1的周期均与开关周期相等，且所述参考载波c2的相位超前所述预设载波c1，超前的相位与所述参考脉冲vref的脉冲宽度成比例；所述预设载波c1为锯齿波。

[0025] 进一步地，所述移相载波产生环节包括三极管共集电极电路模块、高通滤波模块、恒流源模块和电容放电模块。

[0026] 进一步地，所述积分微分脉冲产生环节包括多个电容的恒流充放电电路。

[0027] 进一步地，所述比例积分微分脉冲组合环节的逻辑表达式为：

[0028]

[0029] 进一步地，所述延时环节为LRC延时电路。

[0030] 总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，能够取得下列有益效果：

[0031] (1)本发明通过将功率电路的输出电压和载波比较后生成脉宽信号，以逻辑运算的方法实现控制策略，因而在控制电路中的信号基本上是以脉冲的形式传递，对比模拟控制，本发明电路不易受到器件参数漂移的影响，控制效果与数字控制相仿；同时电路发明中脉宽的逻辑运算都较为简单，可直接通过逻辑门实现，无需采用数字处理器，对比数字控制，其成本低廉。

[0032] (2)本发明的控制电路整体以三极管、比较器和逻辑门组成，在现有的工艺水平下，可以很简单的集成到一块电路芯片上，因此，本发明的控制电路具有便于集成的优点。

附图说明

[0033] 图1为DC-DC开关电源的控制电路结构图；

[0034] 图2为DC-DC开关电源的控制电路应用实例的整体架构图；

[0035] 图3为延时环节电路图；

[0036] 图4(a)-图4(b)为误差脉冲产生环节正负误差脉冲产生波形图；

[0037] 图5为产生当前时刻的误差脉冲信号P1的误差脉冲子单元电路图；

[0038] 图6为积分微分脉冲产生环节电路图；

[0039] 图7为移相锯齿波产生环节电路图；

[0040] 图8移相锯齿波产生电路工作波形图；

[0041] 图9为比例积分微分脉冲组合环节电路图。

具体实施方式

[0042] 为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

[0043] 本发明提供一种基于PID控制方式的DC-DC变换器的控制电路，其思路是将PID控制和脉冲宽度调制通过电路设计融合到一起，采用逻辑的方法进行控制，主要用于常规应用场合下的DC-DC变换器的控制。对比于传统的纯模拟PID控制和数字PID控制，本发明方法受器件参数漂移的影响小，并且控制效果与数字控制相仿，电路成本低廉。

[0044] 参考图1，本发明提供了一种DC-DC开关电源的PID控制电路，包括：延时环节、误差脉冲产生环节、积分微分脉冲产生环节、移相载波产生环节和比例积分微分脉冲组合环节；

[0045] 功率电路的输出电压Uo经过所述延时环节，输出前一个开关周期的输出电压Uod与前两个开关周期的输出电压Uodd；功率电路的输出电压Uo、前一个开关周期的输出电压Uod、前两个开关周期的输出电压Uodd、参考电压Uref和预设载波c1共同作为误差脉冲产生环节的输入，误差脉冲产生环节的输出包括当前时刻的误差脉冲信号P1、前一个周期的误差脉冲信号P2、前两个周期的误差脉冲信号P3和参考脉冲vref；参考脉冲vref经过移相载波产生环节，产生参考载波c2；当前时刻的误差脉冲信号P1、前一个周期的误差脉冲信号P2、前两个周期的误差脉冲信号P3和参考载波c2共同作为积分微分脉冲产生环节的输入，积分微分脉冲产生环节的输出为积分微分脉冲vID；积分微分脉冲vID、当前时刻的误差脉冲信号P1共同作为比例积分微分脉冲组合环节的输入，比例积分微分脉冲组合环节的输出为用于控制DC-DC变换器开关管通断的PID调节脉冲信号vPID，以调节所述DC-DC变换器的输出电压。

[0046] 下面结合图2所示的基于Buck电路的DC-DC变换器对本发明方法的应用进行说明。如图2中Ui为Buck电路的输入电压，Uo为功率电路的输出电压，Buck电路由开关管S，二极管D，电感L以及电容C组成，以电阻RL作为负载，开关管S连接二极管D和电感L，二极管D另一端接地，电感L的另一端连接电容C和负载电阻RL，电容C和负载电阻RL的另一端接地。控制电路通过电阻分压网络对功率电路的输出进行采样，电阻分压网路一端连接功率电路的输出端，另一端接地，由于电阻分压网络的阻值远远大于负载电阻的阻值，因而可以忽略其对功率电路负载的影响。需要说明的是，本发明中功率电路的输出电压Uo指DC-DC变换器功率电路的总输出电压经过大电阻的分压后，送到整个控制电路输入端的电压。控制系统的输入除Uo外，还需要人为设置的参考电压Uref和预设载波c1作为输入，参考电压Uref一般设置为Uo，预设载波c1设置为锯齿波。

[0047] 控制电路中各个环节的搭建过程如下：

[0048] (1)延时环节；由于后续PID调节中要用到微分环节，因此还需要将功率电路的输出电压Uo延时后作为控制系统的输入，本发明实施例通过LRC延时电路来实现对Uo分别延时一个开关周期和两个开关周期。延时环节的电路如图3所示，包括电感L、电容C以及电阻R；电感L一端接输入信号Uo，另一端接并联后接地的电容C和电阻R。电路的传递函数为：

[0049]

[0050] 根据拉普拉斯变换，对某一信号在时域上延时t0，等效于频域上乘以e^(-st0)环节。此传递函数和e^(-st0)环节泰勒展开的二阶近似形式一致，通过合理的设计电路RLC参数，可以实现对输出信号延时一个开关周期和两个开关周期的功能。

[0051] (2)误差脉冲产生环节；以产生当前时刻的误差脉冲信号P1为例，其控制逻辑为：

[0052] 对于正误差脉冲verr+，输出的波形图如图4(a)所示：当参考脉冲vref为高电平，且输出电压脉冲vo也为高电平，正向误差脉冲verr+为低电平；当参考电压脉冲vref为低电平，且输出电压脉冲vo也为低电平，正误差脉冲verr+为低电平；当参考电压脉冲vref为低电平，且输出电压脉冲vo为高电平，正误差脉冲verr+为高电平；当参考电压脉冲vref为低电平，且输出电压脉冲vo为高电平，正误差脉冲verr+为高电平；而参考电压脉冲vref为高电平，且输出电压脉冲vo为低电平的情况不可能存在；

[0053] 对于负误差脉冲verr-，输出的波形图如图4(b)所示：当参考脉冲vref为高电平，且输出电压脉冲vo也为高电平，负误差脉冲verr-为低电平；当参考电压脉冲vref为低电平，且输出电压脉冲vo也为低电平，负误差脉冲verr-也为低电平；当参考电压脉冲vref为高电平，且输出电压脉冲vo为低电平，负误差脉冲verr-为高电平；因为产生负误差脉冲verr-的前提条件是Uref小于Uo，参考电压脉冲vref为低电平且输出电压脉冲vo也为高电平的情况不存在，负向误差脉冲为未知。因此，其逻辑表达式为：

[0054]

[0055] 其中，vref为参考电压Uref和预设载波c1比较后得到的方波信号；vo为功率电路的输出电压Uo和预设载波c1比较后得到的方波信号；需要说明，由于误差信号分为正向误差信号和负向误差信号，因而P1、P2、P3实际上分别包含两个信号，以P1为例，其正误差脉冲为verr+，负误差脉冲为verr-；

[0056] 同理，产生前一个周期的误差脉冲信号P2的误差脉冲子单元的逻辑表达式为：

[0057]

[0058] 其中，vod为前一个开关周期的输出电压Uod和预设载波c1比较后得到的方波；

[0059] 产生前两个周期的误差脉冲信号P3的误差脉冲子单元的逻辑表达式为：

[0060]

[0061] 其中，vodd为前两个开关周期的输出电压Uodd和预设载波c1比较后得到的方波。

[0062] 综上所述，当前时刻的误差脉冲信号P1的脉冲宽度与所述参考电压Uref和功率电路的输出电压Uo的差值成比例关系；所述前一个周期的误差脉冲信号P2的脉冲宽度与所述参考电压Uref和前一个开关周期的输出电压Uod的差值成比例关系；所述前两个周期的误差脉冲信号P3的脉冲宽度与所述参考电压Uref和前两个开关周期的输出电压Uodd的差值成比例关系。

[0063] 误差脉冲产生环节包括多个误差脉冲子单元，各个误差脉冲子单元分别产生当前时刻的误差脉冲信号P1、前一个周期的误差脉冲信号P2、前两个周期的误差脉冲信号P3；以产生当前时刻的误差脉冲信号P1的误差脉冲子单元为例，其电路如图5所示，包括两个比较器、两个非门和两个与门。实际应用中电路结构不限，满足上述逻辑关系即可。

[0064] (3)积分微分脉冲产生环节；一个PID控制还需要出现积分和微分环节，即对误差信号积分和微分，从而获得PID调节的积分和微分调节。输入的正负误差脉冲经过恒流源对电容充放电路实现对误差脉冲的积分，当正误差脉冲为高电平时电容恒流充电，当负误差脉冲为高电平时电容恒流放电，如此便实现了对误差的积分。定义第k个开关周期的误差为e[k]，则前一个开关周期的误差为e[k-1]，前两个开关周期的误差为e[k-2]，通过构建e[k]-2e[k-1]+e[k-2]来实现二次微分，再经过电容恒流充放电实现积分一次，最终实现微分，而且微分环节所用的积分电容和积分环节共用，因此积分环节和微分环节天然组合到一起，后续无需组合电路。

[0065] 构建上述功能的核心电路是电容的恒流充放电电路，其电路如图6所示，Q2为NPN的三极管，当verr+为高电平时，发射结正向偏置，集电结反向偏置，Q2导通，从而Q1也满足发射结正向偏置，集电结反向偏置的导通条件，Q1导通，电流经过二极管D1对电容C1充电，uC电压线性上升。当verr+为低电平时，Q2的基极和发射极电位都为参考地电位，Q2关断，Q1的发射极和基极电位相等，都为电源电压，因此Q1也关断，由于二极管的单向导通性质，Q1无电流流过，若此时Q3也关断，则uC电位保持不变，若Q3导通则uC电位线性降低。同理可得，当verr-为高电平时，Q5导通，从而Q4导通，从而Q3也满足导通条件，Q3导通，C1经过二极管D2放电，电压线性降低。当verr-为低电平时，Q5关断，Q4基极和发射极电位相等，从而Q4关断，则Q3也关断，Q3无电流流过。若此时Q1导通，则C1经二极管D1充电，其上电压线性上升；若此时Q1关断，则C1两端电压保持不变。定义三极管Q1的放大倍数为β，根据三极管自身的电流放大特性有

[0066]

[0067] 当外界存在扰动导致二极管D1支路电流增大，电阻R1上的压降增大，则电阻R1上电压变化量△vR1为正，根据式(1)可得三极管Q1的ec两级间流过的电流变化量△iec为负值，从而二极管D1支路电流减小。反之，当外界存在扰动导致二极管D1支路电流减小，则△vR1为负，根据式(1)可得△iec为正值，从而二极管D1支路电流增大。因而D1和D2支路的电流在有对应信号，支路导通时都是恒定的，电流稳态值为：

[0068]

[0069] 整个电路模块的整体工作过程为：当verr+为高电平，且当verr-为低电平时，电源对电容C1充电，C1两端电压上升；反之，当verr+为低电平，且当verr-为高电平时，电容放电，C1两端电压下降。当verr+和verr-都为高电平时，则电容两端电压的升降和Q1、Q3的电流大小关系有关，当Q1流过的电流大，电容充电，电容两端电压上升；当Q3流过的电流大，电容放电，电容两端电压降低。由三个相同的电容恒流充放电电路模块实现e[k]-2e[k-1]+e[k-2]的功能，再通过电容自身的积分作用，电容电压即为积分微分调节共同作用的结果。将电容电压和移相锯齿波载波比较，即可得到积分微分脉冲。

[0070] (4)移相载波产生环节；其电路如图7所示，包括三极管共集电极电路模块，高通滤波模块、恒流源模块和电容放电模块。三极管共集电极电路由R3、R4、R5以及三极管Q2组成；高通滤波模块由滤波电容C1和电阻R6组成；恒流源模块由稳压管ZD1，电阻R1、R2以及三极管Q1组成；电容放电模块由电阻R7、R8以及三极管Q3组成；电路的输入信号为参考电压和锯齿波载波比较后得到的方波脉冲，输出信号为移相锯齿波。产生锯齿波的主要过程为：电容恒流充电，电容电压从零开始呈现斜坡上升，在某一时刻接通放电回路，此放电回路电阻值很小，电容放电时间极短，电容电压迅速降为零。电容充电过程和放电过程不断交替，电容电压便呈现锯齿波。只要电容的放电时长小于放电回路的接入时长，则可以确保电容电压一定能降为零。只要放电回路的接入时长足够短，远小于开关周期，则可以近似认为此锯齿波下降时间为零。控制放电回路接入电容的时刻，则可以控制控制产生三角波的频率和相位。

[0071] 移相锯齿波产生电路的工作过程为：输入的vref脉冲经过电压跟随器后，再经过高通滤波，将输入脉冲变为图8中vRC所示的波形，当vRC大于vtri时，触发Q3导通，电容C2经R8、Q3放电，只要R8取得足够小，电容C2电荷就能迅速放完，电容电压降为零，c2的波形出现下降沿，下降时间远小于开关周期。当vRC小于vtri时，Q3关断，此时电容C2恒流充电，电压线性上升。Q3长时间关断和瞬时开通的状态不断交替，则电容C2充放电过程不断交替，电容电压波形便呈现出图8中c2所示的锯齿波。本发明中参考载波c2和预设载波c1的周期均与开关周期相等，且参考载波c2的相位超前所述预设载波c1，超前的相位与参考脉冲vref的脉冲宽度成比例。

[0072] (5)比例积分微分脉冲组合环节；产生比例脉冲和积分微分脉冲后，只要将两者通过一定的逻辑关系合成，即可得到PID脉冲，因为电路有两个载波c1和c2，分别用以产生比例脉冲和积分微分脉冲，因而比例脉冲和积分微分脉冲存在一定的时序关系，从而其占空比直接叠加可以通过逻辑门实现。根据时序关系有比例误差脉冲的正向误差脉冲下降沿与积分微分脉冲上升沿处于同一时刻，比例误差脉冲的负向误差脉冲上升沿与积分微分误差上升沿处于同一时刻。

[0073] 因为正负误差脉冲不可能同时产生，因此当正误差脉冲为高电平时，此时负误差脉冲一定为低电平，此时无论积分微分脉冲处于高电平还是低电平，PID脉冲输出高电平；当正误差脉冲为低电平，负误差脉冲为高电平，此时无论积分微分脉冲处于高电平还是低电平，PID脉冲输出低电平；当正误差脉冲和负误差脉冲皆为低电平，此时PID脉冲的状态和积分微分脉冲相同，其逻辑表达式为：

[0074]

[0075] 其中，积分微分脉冲vID的脉宽满足：

[0076]

[0077] 式中，wID(k)为积分微分脉冲vID第k个开关周期的脉宽，K1为积分系数，K2为微分系数，wp1(k)为第k个开关周期P1对应的脉宽，wp2(k)为第k个开关周期P2对应的脉宽。

[0078] 比例积分微分脉冲叠加电路如图9所示，电路由一个非门，一个与门和一个或门构成。比例脉冲与积分微分脉冲叠加模块电路有三个输入信号，分别为正向比例脉冲、负向比例脉冲以及积分微分脉冲，输出量为PID脉冲，负向比例脉冲取反后，与积分微分脉冲相与，所得信号再和正向比例脉冲经过或运算得到输出的PID脉冲。在实际的Buck电路应用中，由于开关的地电位和控制板的地电位并不相同，因此控制电路的输出还需经过隔离环节才可以驱动开关管工作，在一些开关管对于驱动要求较高的情况下，还需要驱动模块电路，而驱动电路一般有现成电路模块可以直接使用，本发明对此不作说明。

[0079] 应当指明此应用场景只是一个参数下的应用结果，在一定范围内改变载波频率，即改变开关频率，或者改变功率电路的输入输出功率都可得到相近的结果。

[0080] 本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。