一种降低模块化多电平换流器交流电压低阶谐波调制方法

摘要

本发明公开了一种降低模块化多电平换流器（MMC）交流电压低阶谐波调制方法，基于载波层叠脉冲宽度调制（PD‑PWM）方法，在每个载波周期，根据桥臂电容电压的实际测量值，实时计算和改变载波的幅值范围，从而修正了桥臂的调制结果，降低了电容电压波动所导致的MMC交流电压低频谐波。相比于现有的调制方法，本发明提出的调制方法考虑到了模块电容电压波动对交流输出电压的影响，通过改变载波幅值等效修正了桥臂开关函数，因此能够显著降低由于电容电压波动引起的交流电压的低阶谐波问题。

权利要求

1.一种降低模块化多电平换流器交流电压低阶谐波调制方法，其特征在于，所述模块化多电平换流器采用载波层叠脉冲宽度调制方法进行调制，设定三相模块化多电平换流器每个桥臂的子模块数目为N，则每个桥臂都有N个幅值、频率、相位都相同的三角形载波，自上而下均匀分布在[0,Cxj]的范围内，每个三角形载波的幅值为Cxj/N，其中，x＝u、l，分别代表上、下桥臂，j＝a、b、c，分别代表A、B、C三相，在每个载波周期内，桥臂调制波与三角形载波比较后，得到该桥臂需要投入的子模块数目，然后再经过电容电压排序均压方法，生成该桥臂每个子模块的驱动脉冲；

其中，j相载波分布范围的上限值Cxj，计算步骤为：步骤1，在每个载波周期内，分别将j相上、下桥臂的参考电压进行归一化，得到j相上、下桥臂大小在0‑1之间的调制波yuj、ylj；

步骤2，分别采样直流电压Udc，以及j相上、下桥臂中所有子模块的电容电压ucuj_i和uclj_i，其中，ucuj_i表示j相上桥臂第i个子模块的电容电压，uclj_i表示j相下桥臂第i个子模块的电容电压；

步骤3，根据步骤2电容电压采样值分别计算j相上桥臂子模块电容电压之和 以及下桥臂子模块电容电压之和

步骤4，计算j相由于电容电压波动引起的开关函数偏差量Δyj；

所述开关函数偏差量Δyj，计算公式为：其中，Udc表示直流电压，yuj、ylj分别表示j相上、下桥臂的调制波，ucuj_i表示j相上桥臂第i个子模块的电容电压，uclj_i表示j相下桥臂第i个子模块的电容电压；

步骤5，根据开关函数偏差量Δyj，计算j相上、下桥臂层叠三角形载波分布范围的上限值Cuj、Clj：

2.根据权利要求1所述降低模块化多电平换流器交流电压低阶谐波调制方法，其特征在于，所述桥臂调制波与三角形载波比较后，得到该桥臂需要投入的子模块数目，具体为：桥臂调制波与每个三角形载波进行大小比较，如果调制波大于或等于某三角形载波，则结果等于1；如果调制波小于某三角形载波，则结果等于0；将调制波与N个三角形载波比较的结果求和，即为该桥臂需要投入的子模块数目。

说明书

一种降低模块化多电平换流器交流电压低阶谐波调制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及一种降低模块化多电平换流器交流电压低阶谐波调制方法，属于大功率多电平电力电子变换器技术领域。

背景技术

[0002] 模块化多电平换流器(MMC)采用多个模块级联的结构，易于拓展，克服了目前全控型功率开关器件电压等级的限制和器件串联难度大的问题，而且具有较高的效率，因此非
常适合用于中高压大容量的电力电子变换领域，在中压电机驱动、中压配电网等中压场合
中具有很大的应用前景。

[0003] 交流电压波形质量的改善是MMC的重要研究内容之一。按照频谱分布的不同，MMC交流电压的谐波可分为低阶谐波和高阶谐波两大类。高阶谐波主要产生于功率开关器件的
开关过程中。在中压应用场合中，MMC的模块数目往往并不是很多，脉冲宽度调制(PWM)方法
广泛应用于这种场合。MMC的交流侧一般串接电抗器，对于PWM产生的高阶谐波具有明显的
抑制作用。而MMC子模块电容电压的波动会导致交流电压出现低阶谐波。由于频率较低，交
流侧的电抗器一般很难抑制这种低阶谐波。传统的调制方法将每个模块的电容电压视为平
均值且保持不变，忽略了电容电压波动的影响。目前也有少数论文注意到了电容电压波动
的影响。例如，有学者从桥臂层面上，提出用桥臂参考电压除以子模块电容电压实际值，以
得到桥臂投入的子模块的数目。但是该方法在实际使用时，必须配置额外的上、下桥臂能量
均衡控制器，否则系统容易发散。该上、下桥臂能量均衡控制器需要复杂的PI参数设计。此
外，还有的学者从子模块层面出发，结合载波移相脉冲宽度调制方法，每个子模块分配一个
载波，通过该模块的电容电压实时改变该模块的载波幅值，从而修正了该模块在每个载波
周期内的投入占空比，但是这种方法仅仅适用于每个模块附加专门的电容电压均衡控制器
的情况，在更为普遍的基于桥臂电容电压排序的电容均压控制情况中无法应用。

发明内容

[0004] 本发明所要解决的技术问题是：提供一种降低模块化多电平换流器交流电压低阶谐波调制方法，将模块电容电压的实际值引入调制过程，通过实时改变层叠载波的幅值范
围，修正了调制结果，也就等效修正了开关函数，从而消除了由于电容电压波动引起的交流
电压的低阶谐波问题。

[0005] 本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：

[0006] 一种降低模块化多电平换流器交流电压低阶谐波调制方法，所述模块化多电平换流器采用载波层叠脉冲宽度调制方法进行调制，设定三相模块化多电平换流器每个桥臂的
子模块数目为N，则每个桥臂都有N个幅值、频率、相位都相同的三角形载波，自上而下均匀
分布在[0,Cxj]的范围内，每个三角形载波的幅值为Cxj/N，其中，x＝u、l，分别代表上、下桥
臂，j＝a、b、c，分别代表A、B、C三相，在每个载波周期内，桥臂调制波与三角形载波比较后，
得到该桥臂需要投入的子模块数目，然后再经过电容电压排序均压方法，生成该桥臂每个
子模块的驱动脉冲；

[0007] 其中，j相载波分布范围的上限值Cxj，计算步骤为：

[0008] 步骤1，在每个载波周期内，分别将j相上、下桥臂的参考电压进行归一化，得到j相上、下桥臂大小在0‑1之间的调制波yuj、ylj；

[0009] 步骤2，分别采样直流电压Udc，以及j相上、下桥臂中所有子模块的电容电压ucuj_i和uclj_i，其中，ucuj_i表示j相上桥臂第i个子模块的电容电压，uclj_i表示j相下桥臂第i个子
模块的电容电压；

[0010] 步骤3，根据步骤2电容电压采样值分别计算j相上桥臂子模块电容电压之和以及下桥臂子模块电容电压之和

[0011] 步骤4，计算j相由于电容电压波动引起的开关函数偏差量Δyj；

[0012] 步骤5，根据开关函数偏差量Δyj，计算j相上、下桥臂层叠三角形载波分布范围的上限值Cuj、Clj：

[0013]

[0014]

[0015] 作为本发明的一种优选方案，步骤4所述开关函数偏差量Δyj，计算公式为：

[0016]

[0017] 其中，Udc表示直流电压，yuj、ylj分别表示j相上、下桥臂的调制波，ucuj_i表示j相上桥臂第i个子模块的电容电压，uclj_i表示j相下桥臂第i个子模块的电容电压。

[0018] 作为本发明的一种优选方案，所述桥臂调制波与三角形载波比较后，得到该桥臂需要投入的子模块数目，具体为：

[0019] 桥臂调制波与每个三角形载波进行大小比较，如果调制波大于或等于某三角形载波，则结果等于1；如果调制波小于某三角形载波，则结果等于0；将调制波与N个三角形载波
比较的结果求和，即为该桥臂需要投入的子模块数目。

[0020] 本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：

[0021] 1、当MMC运用在中压场合，子模块数目不太多，交流电压波形质量是一个重要问题。子模块电容电压波动会导致交流电压出现低阶谐波问题。交流电抗器只对PWM产生的高
频谐波分量具有较好的抑制作用，对于低阶谐波的抑制效果很小。传统调制方法忽略了电
容电压的波动的影响。本发明提出了一种幅值范围可变的载波层叠脉冲宽度(PD‑PWM)调制
方法，幅值根据电容电压实时测量值进行修正。这样就把电容电压波动的因素考虑进来，从
而能够有效降低MMC交流电压的低频谐波，减小交流侧THD，提高交流电压波形质量。

[0022] 2、虽然目前有少数研究关注到了电容电压波动引起MMC交流电压低阶谐波的问题，并提出了相应的方法，但是都比较复杂。本发明将每一相的上、下桥臂结合起来考虑，
上、下桥臂的电容电压被同时采用以计算一个偏差量Δyj,在此基础上，得到上、下桥臂的
层叠载波的幅值范围，这样既在调制中考虑了电容电压波动的影响，又能够保证系统不发
散，避免了复杂的PI控制器设计。整个控制策略非常简单，易于实施。

附图说明

[0023] 图1是三相MMC拓扑及子模块结构图。

[0024] 图2是j相上、下桥臂层叠载波的幅值范围上限值Cuj和Clj的计算过程图。

[0025] 图3是一个桥臂的层叠载波的幅值范围变化示意(模块个数N＝4)。

[0026] 图4是载波幅值范围不变(传统调制方法)时A相交流电压仿真结果的FFT分析。

[0027] 图5是载波幅值改变(本发明提出调制方法)时A相交流电压仿真结果的FFT分析。

具体实施方式

[0028] 下面详细描述本发明的实施方式，所述实施方式的示例在附图中示出。下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

[0029] 本发明所提出的降低MMC交流电压低阶谐波的调制方法，依据每一相上、下桥臂电容电压的实际值，通过计算分别实时改变上、下桥臂的层叠载波的幅值范围，修正了桥臂的
调制结果，从而等效修正了桥臂的开关函数，降低了电容电压波动所导致的MMC交流电压低
频谐波。

[0030] 一种降低MMC交流电压低阶谐波的调制方法，其中MMC拓扑和子模块结构如图1所示。所述MMC采用载波层叠脉冲宽度调制(PD‑PWM)方法。不考虑冗余模块，设三相MMC每个桥
臂模块数目为N；对于每一个桥臂，一共有N个幅值、频率、相位都相同的三角形载波，自上而
下均匀分布在[0,Cxj]的范围内(x＝u、l，分别代表上、下桥臂，j＝a、b、c，分别代表A、B、C三
相。下同)。则每个载波的幅值为Cxj/N。在每个载波周期内，Cxj由算法计算得到。桥臂调制波
和幅值可变的载波进行大小比较，计算调制波大于三角形载波的个数，即为该桥臂需要投
入的子模块数目，然后再经过电容电压排序均压方法，生成该桥臂每个模块的驱动脉冲。

[0031] 如图2所示，某一相的上、下桥臂载波分布范围的上限值Cuj和Clj通过同时考虑上、下桥臂的电容电压实际值和调制波计算得到，其计算方法如下：

[0032] 1)在每个载波周期，分别将j相上、下桥臂的参考电压进行归一化，得到j相上、下桥臂调制波yuj、ylj，大小在0到1之间；

[0033] 2)分别采样直流电压Udc,采样j相的上、下桥臂中所有子模块的电容电压ucuj_1～ucuj_N和uclj_1～uclj_N，其中N为桥臂子模块个数；

[0034] 3)根据当前电容电压采样值分别计算j相上桥臂和下桥臂子模块电容电压之和

[0035] 4)计算j相由于电容电压波动引起的开关函数偏差量，其计算公式为：

[0036]

[0037] 其中 可看作在载波幅值范围不变的情况下j相下桥臂期望输出电压与实际输出电压的偏差， 可看作在载波幅值范围不变的情况下j相
上桥臂期望输出电压与实际输出电压的偏差，二者相减之差等于交流电压的期望值和实际
值的偏差；再除以上下桥臂所有模块的电容电压之和，得到参考偏差量Δyj。

[0038] 5)计算上、下桥臂载波的幅值Cuj、Clj：

[0039]

[0040]

[0041] 可以看到上、下桥臂载波的幅值Cuj、Clj是根据同一个Δyj计算出来的，这保证了采用电容电压大小排序的均压方法时上、下桥臂能量的均衡，所以本发明不需要设计额外的
上、下桥臂能量均衡控制器。如图3所示，为一个桥臂载波幅值范围变化的仿真实例，其中模
块数目N为4。

[0042] 如图4是载波幅值范围不变时，即传统调制方法下，A相交流电压的仿真结果FFT分析情况，Fundamental表示基频，Frequency表示频率，Mag表示幅度；如图5是载波幅值范围
变化时，即本发明所提出的调制方法下，A相交流电压的仿真结果FFT分析情况。两次结果除
了调制方法不同，其余参数和控制方法均相同。载波频率为2kHz。图4和图5不包含和PWM有
关的高频。从中可以看到，由于本发明根据电容电压实际值实时调节载波幅值范围，考虑了
电容电压波动的影响，采用本发明所提出的调制方法能降低交流电压低阶谐波的幅值和总
谐波畸变率(THD)。

[0043] 以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围
之内。