充电电容的放大电路以及发光二极管的驱动电路

摘要

本申请提供一种充电电容的放大电路以及发光二极管的驱动电路，属于电路技术领域，充电电容的放大电路包括：电容充电电路用于输出充放电产生的第一电压信号；电流转换电路用于接收第一电压信号，并按照充放电时序交替将第一电压信号转换为正向电流和反向电流；电流补偿电路用于接收第二电压信号，并按照充放电时序将第二电压信号转换为成倍放大的电流信号；第一电阻用于叠加电流转换电路和电流补偿电路输出的电流，并将叠加后的电流转换成按照充放电时序递增的电压信号。本申请通过电流的叠加，形成不断递增的电压信号，相当于延长了充电时间，可以满足长时间的电压递增需求。

权利要求

1.一种充电电容的放大电路，其特征在于，包括：电容充电电路，用于输出充放电产生的第一电压信号；

电流转换电路，所述电流转换电路的输入端连接所述电容充电电路的输出端，用于接收所述第一电压信号，并按照充放电时序交替将所述第一电压信号转换为正向电流和反向电流；

电流补偿电路，输出端连接所述电流转换电路的输出端，用于接收第二电压信号，并按照所述充放电时序将所述第二电压信号转换为成倍放大的电流信号；

第一电阻，所述第一电阻的一端接地，另一端分别连接所述电流补偿电路的输出端和所述电流转换电路的输出端，用于叠加所述电流转换电路和所述电流补偿电路输出的电流，并将叠加后的电流转换成按照所述充放电时序递增的电压信号。

2.根据权利要求1所述的充电电容的放大电路，其特征在于，所述电容充电电路包括：充电电路，用于在导通时输出恒定电流；

充电电容，连接所述充电电路的输出端，用于在所述充电电路导通时产生所述第一电压信号；

放电电路，所述放电电路的输入端连接所述充电电容，用于在导通时释放所述充电电容的电压，产生所述第一电压信号。

3.根据权利要求2所述的充电电容的放大电路，其特征在于，所述电容充电电路还包括：

开关控制电路，所述开关控制电路的输入端连接所述充电电容的充电端；所述开关控制电路的输出端分别连接所述充电电路和放电电路，用于控制所述充电电路和所述放电电路的导通。

4.根据权利要求3所述的充电电容的放大电路，其特征在于，所述开关控制电路包括：第一比较器，所述第一比较器的正向输入端连接所述充电电容的充电端；所述第一比较器的反向输入端用于输入所述第二电压信号；

第二比较器，所述第二比较器的反向输入端连接所述充电电容的充电端，所述第二比较器的正向输入端接地；

逻辑电路，所述逻辑电路的一个输入端连接所述第一比较器的输出端，另一个输入端连接所述第二比较器的输出端；所述逻辑电路的输出端连接所述放电电路，用于控制所述放电电路的导通；

反相器，所述反相器的输入端连接所述逻辑电路的输出端，所述反相器的输出端连接所述充电电路，用于控制所述充电电路的导通。

5.根据权利要求4所述的充电电容的放大电路，其特征在于，所述逻辑电路包括：第一与非门电路和第二与非门电路；

所述第一与非门电路的一个输入端连接所述第一比较器的输出端，另一个输入端连接所述第二与非门电路的输出端；

所述第二与非门电路的一个输入端连接所述第二比较器的输出端，另一个输入端连接所述第一与非门电路的输出端；所述第二与非门电路的输出端连接所述放电电路。

6.根据权利要求1所述的充电电容的放大电路，其特征在于，所述电流转换电路包括：第一电流转换器，连接所述电容充电电路，用于接收所述第一电压信号，并将所述第一电压信号转换为第一电流；

P型电流镜电路，连接所述第一电流转换器，用于在所述电容充电电路充电期间，将所述第一电流转换为正向电流；

N型电流镜电路，连接所述第一电流转换器，用于在所述电容充电电路放电期间，将所述第一电流转换为反向电流。

7.根据权利要求6所述的充电电容的放大电路，其特征在于，所述第一电流转换器包括：

运算放大器，所述运算放大器的正向输入端用于输入所述第一电压信号；

N型场效应管，所述N型场效应管的栅极连接所述运算放大器的输出端，源极连接所述运算放大器的反向输入端，漏极连接所述P型电流镜电路；

第二电阻，所述第二电阻的一端接地，另一端连接所述N型场效应管的源极；

其中，所述第二电阻等于所述第一电阻。

8.根据权利要求1所述的充电电容的放大电路，其特征在于，所述电流补偿电路包括：第二电流转换器，用于接收所述第二电压信号，并将所述第二电压信号转换为第二电流；

至少一组P型电流镜，连接所述第二电流转换器，用于放大所述第二电流；

与每组P型电流镜对应连接的开关；所述开关的导通和闭合，用于控制所述第二电流的放大倍数。

9.根据权利要求8所述的充电电容的放大电路，其特征在于，所述第二电流转换器包括：

运算放大器，所述运算放大器的正向输入端用于输入所述第二电压信号；

N型场效应管，所述N型场效应管的栅极连接所述运算放大器的输出端，源极连接所述运算放大器的反向输入端，漏极连接所述P型电流镜；

第三电阻，所述第三电阻的一端接地，另一端连接所述N型场效应管的源极；

其中，所述第三电阻等于所述第一电阻。

10.根据权利要求1所述的充电电容的放大电路，其特征在于，所述第二电压信号等于所述第一电压信号的最高电压。

11.一种发光二极管的驱动电路，其特征在于，包括：权利要求1‑10任意一项所述的充电电容的放大电路；

减法器，所述减法器的正向输入端用于输入参考电压，反向输入端用于输入所述充电电容的放大电路输出的按照所述充放电时序递增的电压信号；

第三电流转换器，输入端连接所述减法器的输出端，用于将所述减法器输出的电压信号转换为所述发光二极管的驱动电流。

说明书

充电电容的放大电路以及发光二极管的驱动电路

技术领域

[0001] 本申请涉及电路技术领域，特别涉及一种充电电容的放大电路以及发光二极管的驱动电路。

背景技术

[0002] 图1是通用的电容充电电路，恒定的电流I给电容C充电，电容上的电压逐渐增大，电容充电时间T＝C*VREF/I。考虑芯片面积和成本，电容无法太大，一般为pF级别；恒流源I由
于精度要求和漏电影响，又不能太小。受限于C和I的范围，充电时间T一般只有几百us(微
秒)。

[0003] 可见，电容上的电压逐渐增大只能维持几百us，充电时间较短，无法满足长时间(如ms毫秒级别)的电压递增需求。

发明内容

[0004] 本申请实施例的目的在于提供一种充电电容的放大电路，用以提高充电时间，满足长时间的电压递增需求。

[0005] 本申请实施例提供了一种充电电容的放大电路，包括：

[0006] 电容充电电路，用于输出充放电产生的第一电压信号；

[0007] 电流转换电路，所述电流转换电路的输入端连接所述电容充电电路的输出端，用于接收所述第一电压信号，并按照充放电时序交替将所述第一电压信号转换为正向电流和
反向电流；

[0008] 电流补偿电路，输出端连接所述电流转换电路的输出端，用于接收第二电压信号，并按照所述充放电时序将所述第二电压信号转换为成倍放大的电流信号；

[0009] 第一电阻，所述第一电阻的一端接地，另一端分别连接所述电流补偿电路的输出端和所述电流转换电路的输出端，用于叠加所述电流转换电路和所述电流补偿电路输出的
电流，并将叠加后的电流转换成按照所述充放电时序递增的电压信号。

[0010] 在一实施例中，所述电容充电电路包括：

[0011] 充电电路，用于在导通时输出恒定电流；

[0012] 充电电容，连接所述充电电路的输出端，用于在所述充电电路导通时产生所述第一电压信号；

[0013] 放电电路，所述放电电路的输入端连接所述充电电容，用于在导通时释放所述充电电容的电压，产生所述第一电压信号；

[0014] 在一实施例中，所述电容充电电路还包括：

[0015] 开关控制电路，所述开关控制电路的输入端连接所述充电电容的充电端；所述开关控制电路的输出端分别连接所述充电电路和放电电路，用于控制所述充电电路和所述放
电电路的导通。

[0016] 在一实施例中，所述开关控制电路包括：

[0017] 第一比较器，所述第一比较器的正向输入端连接所述充电电容的充电端；所述第一比较器的反向输入端用于输入所述第二电压信号；

[0018] 第二比较器，所述第二比较器的反向输入端连接所述充电电容的充电端，所述第二比较器的正向输入端接地；

[0019] 逻辑电路，所述逻辑电路的一个输入端连接所述第一比较器的输出端，另一个输入端连接所述第二比较器的输出端；所述逻辑电路的输出端连接所述放电电路，用于控制
所述放电电路的导通；

[0020] 反相器，所述反相器的输入端连接所述逻辑电路的输出端，所述反相器的输出端连接所述充电电路，用于控制所述充电电路的导通。

[0021] 在一实施例中，所述逻辑电路包括：第一与非门电路和第二与非门电路；

[0022] 所述第一与非门电路的一个输入端连接所述第一比较器的输出端，另一个输入端连接所述第二与非门电路的输出端；

[0023] 所述第二与非门电路的一个输入端连接所述第二比较器的输出端，另一个输入端连接所述第一与非门电路的输出端；所述第二与非门电路的输出端连接所述放电电路。

[0024] 在一实施例中，所述电流转换电路包括：

[0025] 第一电流转换器，连接所述电容充电电路，用于接收所述第一电压信号，并将所述第一电压信号转换为第一电流；

[0026] P型电流镜电路，连接所述第一电流转换器，用于在所述电容充电电路充电期间，将所述第一电流转换为正向电流；

[0027] N型电流镜电路，连接所述第一电流转换器，用于在所述电容充电电路放电期间，将所述第一电流转换为反向电流。

[0028] 在一实施例中，所述第一电流转换器包括：

[0029] 运算放大器，所述运算放大器的正向输入端用于输入所述第一电压信号；

[0030] N型场效应管，所述N型场效应管的栅极连接所述运算放大器的输出端，源极连接所述运算放大器的反向输入端，漏极连接所述P型电流镜。

[0031] 第二电阻，所述第二电阻的一端接地，另一端连接所述N型场效应管的源极；

[0032] 其中，所述第二电阻等于所述第一电阻。

[0033] 在一实施例中，所述电流补偿电路包括：

[0034] 第二电流转换器，用于接收所述第二电压信号，并将所述第二电压信号转换为第二电流；

[0035] 至少一组P型电流镜，连接所述第二电流转换器，用于放大所述第二电流；

[0036] 与每组P型电流镜对应连接的开关；所述开关的导通和闭合，用于控制所述第二电流的放大倍数。

[0037] 在一实施例中，所述第二电流转换器包括：

[0038] 运算放大器，所述运算放大器的正向输入端用于输入所述第二电压信号；

[0039] N型场效应管，所述N型场效应管的栅极连接所述运算放大器的输出端，源极连接所述运算放大器的反向输入端，漏极连接所述P型电流镜电路。

[0040] 第三电阻，所述第三电阻的一端接地，另一端连接所述N型场效应管的源极；

[0041] 其中，所述第三电阻等于所述第一电阻。

[0042] 在一实施例中，所述第二电压信号等于所述第一电压信号的最高电压。

[0043] 本申请实施例还提供了一种发光二极管的驱动电路，包括：

[0044] 上述充电电容的放大电路；

[0045] 减法器，所述减法器的正向输入端用于输入参考电压，反向输入端用于输入所述充电电容的放大电路输出的按照所述充放电时序递增的电压信号；

[0046] 第三电流转换器，输入端连接所述减法器的输出端，用于将所述减法器输出的电压信号转换为所述发光二极管的驱动电流。

[0047] 本申请实施例提供的技术方案，通过电流转换电路将电容充电电路输出的第一电压信号转换为正向电流或反向电流，并通过电流补偿电路将第二电压信号转换为按照时序
成倍放大的电流信号，电流转换电路输出的电流与电流补偿电路输出的电流叠加后通过第
一电阻转换成了电压信号，由于电流的放大，此电压信号也可以按照时序不断增大，相当于
延长了充电时间，可以满足长时间的电压递增需求。

附图说明

[0048] 为了更清楚地说明本申请实施例的技术方案，下面将对本申请实施例中所需要使用的附图作简单地介绍。

[0049] 图1为本申请一示例性实施例示出的电容充电电路的示意图；

[0050] 图2是本申请实施例提供的LED驱动电路的示意图；

[0051] 图3是可控硅调光器输出电压与LED电流的波形示意图；

[0052] 图4是本申请实施例提供的补偿电压VCOMP的波形示意图；

[0053] 图5是本申请实施例提供的一种充电电容的放大电路的示意图；

[0054] 图6是本申请实施例提供的电容充电电路的示意图；

[0055] 图7是本申请实施例提供的VCOMP与VSAW的对应关系示意图；

[0056] 图8是本申请另一实施例提供的充电电容的放大电路示意图；

[0057] 图9是本申请实施例提供的图8中各个开关对应VSAW的导通情况示意图。

具体实施方式

[0058] 下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行描述。

[0059] 相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一旦某一项在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步定义和解释。同时，在本申请的描述中，
术语“第一”、“第二”等仅用于区分描述，而不能理解为指示或暗示相对重要性。

[0060] 图2是本实施例提供的LED驱动电路的示意图，包含减法器20、电流转换器30以及充电电容的放大电路40。减法器20分别耦接电流转换器30以及充电电容的放大电路40。OUT
管脚用于连接LED，充电电容的放大电路40用于输出补偿电压VCOMP。减法器20的正向输入端
用于输入参考电压VREF，反向输入端用于输入补偿电压VCOMP。其中，电流转换器30包含运算
放大器OP1、场效应管N0和电阻RCS。运算放大器OP1的正向输入端连接减法器20的输出端，用
于将所述减法器20输出的电压信号转换为LED的驱动电流ILED。

[0061] LED的驱动电流ILED＝(VREF‑VCOMP)/RCS,其中VREF为内部基准电压，RCS为外部电阻，VCOMP为LED的补偿电压。通过增大VCOMP可以降低驱动电流ILED，从而增加LED导通时间。

[0062] 当客户需要调光时，在电源输入会接入可控硅调光器(TRIAC)，通过调节TRIAC的角度大小来控制输出LED亮度。波形示意图如图3所示，图中的时间t1对应每个周期TRAIC切
去的角度，t1时间越大，导通角度越小。由于TRAIC抖动造成t1会有微小变化，当调光角度很
小时，LED的导通时间相应也很小，抖动时间占比较大，本申请上述实施例提供的LED驱动电
路可以增加LED导通时间，从而减少可控硅调光器的抖动时间占比。

[0063] 通常补偿电压VCOMP的补偿时间为ms级别，在一个周期内，波形示意图如图4所示，补偿电压VCOMP随t1时间变长而逐渐增大，当下一个周期来到时被下拉重新复位。补偿电压
VCOMP用于降低驱动电流ILED。

[0064] 图5是本申请实施例提供的一种充电电容的放大电路40的示意图。如图5所示，充电电容的放大电路40可以包括：电容充电电路51、电流转换电路52、电流补偿电路53以及第
一电阻R1。

[0065] 电容充电电路51用于输出充放电产生的第一电压信号VSAW。所述电流转换电路52的输入端连接所述电容充电电路51的输出端，用于接收所述第一电压信号VSAW，并按照充放
电时序交替将所述第一电压信号VSAW转换为正向电流和反向电流。充电期间第一电压信号
转换为正向电流，放电期间第一电压信号转换为反向电流。正向电流和反向电流的电流方
向相反，反向电流是相对正向电流的方向而言的。

[0066] 电流补偿电路53的输出端连接所述电流转换电路52的输出端，用于接收第二电压信号V1，并按照所述充放电时序将所述第二电压信号V1转换为成倍放大的电流信号。例如第
二周期和第三周期电流放大2倍，第四周期和第五周期电流放大4倍，第六周期和第七周期
电流放大6倍。

[0067] 第一电阻R1的一端接地，另一端分别连接所述电流补偿电路53的输出端和所述电流转换电路52的输出端，用于叠加所述电流转换电路52和所述电流补偿电路53输出的电
流，并将叠加后的电流转换成按照所述充放电时序递增的电压信号VCOMP。

[0068]

[0069] 其中，VCOMP表示充电电容的放大电路40输出的补偿电压。V1表示第二电压信号。VSAW表示第一电压信号，R1表示第一电阻R1的阻值。R3表示电流补偿电路53的阻值，R2表示电流
转换电路52的阻值。正向电流N2＝1，反向电流N2＝‑1。N1表示电流补偿电路53的电流放大倍
数，按照时序，电流放大倍数N1可以逐渐递增，直到Vcomp达到设定的最大值。

[0070] 本申请上述实施例提供的技术方案，通过电流转换电路52将电容充电电路51输出的第一电压信号转换为正向电流或反向电流，并通过电流补偿电路53将第二电压信号转换
为按照时序成倍放大的电流信号，电流转换电路52输出的电流与电流补偿电路53输出的电
流叠加后通过第一电阻R1转换成了电压信号，由于电流的放大，此电压信号也按照时序不
断增大，相当于延长了充电时间，可以满足长时间的电压递增需求。

[0071] 图6是本申请实施例提供的电容充电电路51的示意图。如图6所示，电容充电电路51包括：充电电路61、充电电容C2以及放电电路62。

[0072] 其中，充电电路61用于在导通时输出恒定电流。充电电路61可以包括电流源I1以及开关VOSCB。充电电容C2的一端连接所述充电电路61的输出端，用于在所述充电电路61导
通时产生所述第一电压信号VSAW；充电电容C2的另一端接地。开关VOSCB闭合时，电流源I1给
充电电容C2进行充电。放电电路62的输入端连接所述充电电容C2，用于在导通时释放所述
充电电容C2的电压，产生所述第一电压信号VSAW。放电电路62包括电流源I2和开关VOSC，在
开关VOSCB断开，开关VOSC闭合时，可以释放充电电容C2的电压。开关VOSCB和开关VOSC可以
是N型场效应管，高电平时开关导通。

[0073] 在一实施例中，如图6所示，电容充电电路51还包括：开关控制电路63。

[0074] 所述开关控制电路63的输入端连接所述充电电容C2的充电端；所述开关控制电路63的输出端分别连接所述充电电路61和放电电路62，用于控制所述充电电路61和所述放电
电路62的导通。

[0075] 也就是说，开关控制电路63可以输出VOSCB信号和VOSC信号，分别控制开关VOSCB的闭合和断开以及开关VOSC的闭合和断开。

[0076] 在一实施例中，如图6所示，开关控制电路63可以包括：第一比较器631、第二比较器632、逻辑电路633以及反相器634。

[0077] 第一比较器631的正向输入端连接所述充电电容C2的充电端；所述第一比较器631的反向输入端用于输入所述第二电压信号；第二比较器632的反向输入端连接所述充电电
容C2的充电端，所述第二比较器632的正向输入端接地。

[0078] 逻辑电路633的一个输入端连接所述第一比较器631的输出端，另一个输入端连接所述第二比较器632的输出端；所述逻辑电路633的输出端连接所述放电电路62，用于控制
所述放电电路62的导通。逻辑电路633的输出端可以输出VOSC信号，VOSC信号为高电平时，
开关VOSC闭合，放电电路62导通。VOSC信号为低电平时，开关VOSC断开。

[0079] 反相器634的输入端连接所述逻辑电路633的输出端，所述反相器634的输出端连接所述充电电路61，用于控制所述充电电路61的导通。反相器634的输出端可以输出VOSCB
信号，VOSCB信号为高电平时，开关VOSCB闭合，充电电路61导通。VOSCB信号为低电平时，开
关VOSCB断开。VOSC信号与VOSCB信号反相，VOSC信号为高电平时，VOSCB信号为低电平时，
VOSC信号为低电平时，VOSCB信号为高电平，故开关VOSCB闭合时，开关VOSC断开；开关VOSCB
断开时，开关VOSC闭合。

[0080] 在一实施例中，如图6所示，逻辑电路633可以包括：第一与非门电路6331和第二与非门电路6332；所述第一与非门电路6331的一个输入端连接所述第一比较器631的输出端，
另一个输入端连接所述第二与非门电路6332的输出端；所述第二与非门电路6332的一个输
入端连接所述第二比较器632的输出端，另一个输入端连接所述第一与非门电路6331的输
出端；所述第二与非门电路6332的输出端连接所述放电电路62(图中未画出)。

[0081] 如图6所示，第二与非门电路6332的输出端可以输出VOSC信号，VOSC信号可以作为开关VOSC的控制信号，从而控制开关VOSC的闭合和断开。

[0082] 电容充电电路51的工作过程描述如下：上电后系统复位将VOSC信号拉低，VOSCB信号拉高，开关VOSCB闭合，开关VOSC断开，电流源I1给充电电容C2进行充电；当VSAW电压大于
V1时，第一比较器631输出变高，第二比较器632的输出低，VOSC信号则变高，VOSCB信号变
低，将开关VOSC闭合，开关VOSCB断开，充电电容C2通过电流源I2进行放电；当VSAW电压掉到
零时，第二比较器632输出变高，第一比较器631输出变低，VOSC信号变低，VOSCB信号变高，
开关VOSC断开，开关VOSCB闭合，进行下一周期。由于第二比较器632可能存在失调电压，第
二比较器632的正向端电压设置比零电位稍大些，一般几十mV(毫伏)。

[0083] 通过本申请上述实施例提供的电容充电电路51，可以得到图7所示的，通过充放电产生的锯齿波形的第一电压信号VSAW。受限于充电电容C2和电流源I1的大小，VSAW的充放电
时间为几百us(微秒)，不能满足补偿电压需要的ms级别时间要求。本申请实施例提供的技
术方案，在VSAW的基础上进行叠加，从而产生较长时间电压上升的波形VCOMP。在一实施例中，
VCOMP与VSAW对应关系如图7所示。

[0084] 第二电压信号V1可以是第一电压信号VSAW的最高电压。以7个周期为例，周期1直接采样VSAW的电压；周期2则是2倍VSAW最高电压(2V1)和VSAW进行相减；周期3则是2倍的VSAW最高
电压(2V1)和VSAW电压相加；周期4则是4倍的VSAW最高电压(4V1)和VSAW电压相减；周期5则是4
倍的VSAW最高电压(4V1)和VSAW电压相加；周期6则是6倍的VSAW最高电压(6V1)和VSAW电压相减；
周期7则是6倍的VSAW最高电压(6V1)和VSAW电压相加，从而产生较长时间电压上升的波形
VCOMP。

[0085] 图8是本申请另一实施例提供的充电电容的放大电路40示意图。如图8所示，该电流转换电路52包括：第一电流转换器521、P型电流镜电路522以及N型电流镜电路523。

[0086] 其中，第一电流转换器521连接述电容充电电路51，用于接收第一电压信号VSAW，并将所述第一电压信号VSAW转换为第一电流。

[0087] 在一实施例中，第一电流转换器521可以包括运算放大器AMP2、N型场效应管N1和第二电阻R2。

[0088] 运算放大器AMP2的正向输入端用于输入第一电压信号VSAW；N型场效应管N1的栅极连接运算放大器AMP2的输出端，源极连接运算放大器AMP2的反向输入端，漏极连接P型电流
镜电路522。

[0089] 第二电阻R2的一端接地，另一端连接N型场效应管的源极；其中，所述第二电阻R2可以等于所述第一电阻R1。VSAW电压经过运算放大器AMP1采样后由运算放大器AMP2转化为
电流(为进行区分，称为第一电流)。其中经过P型场效应管P1A的第一电流IP1A＝VSAW/R2。R2表
示第二电阻的阻值。

[0090] P型电流镜电路522连接N型场效应管N1的漏极。在电容充电电路51充电期间，将所述第一电流转换为正向电流；N型电流镜电路523连接N型场效应管N1的漏极，用于在电容充
电电路51放电期间，将所述第一电流转换为反向电流。

[0091] 具体工作过程如下：按照电容充电电路51的充放电时序，在充电期间，P型电流镜电路522的开关S1闭合，N型电流镜电路523的开关S1N断开，电流经过P型电流镜电路522到
达VCOMP点。此时输入VCOMP的电流称为正向电流，电流大小为VSAW/R2。在放电期间，开关S1断
开，开关S1N闭合，经过VCOMP点的电流反向，电流大小等于VSAW/R2。

[0092] 如图8所示，电流补偿电路53包括：第二电流转换器531、P型电流镜532以及P型电流镜对应连接的开关S2。根据实际放大倍数的需求，P型电流镜532可以有多组，从而使电流
放大相应的倍数。如图8所示，P2A‑P2B为第一组，电流放大2倍，对应开关S2；P2A‑P4为第二
组，电流放大4倍，对应开关S4。

[0093] 第二电流转换器531用于接收所述第二电压信号V1，并将所述第二电压信号V1转换为第二电流。与第一电流转换器521相同，第二电流转换器531可以包括运算放大器AMP3、N
型场效应管N2以及第三电阻R3。

[0094] 所述运算放大器AMP3的正向输入端用于输入第二电压信号V1；所述N型场效应管N2的栅极连接所述运算放大器AMP3的输出端，源极连接所述运算放大器AMP3的反向输入
端，漏极连接P型电流镜532。

[0095] 所述第三电阻R3的一端接地，另一端连接所述N型场效应管N2的源极。其中，所述第三电阻R3可以等于所述第一电阻R1。V1电压由运算放大器AMP3转化为电流(为进行区分，
称为第二电流)。其中经过P型场效应管P2A的第二电流IP2A＝V1/R3。R3表示第三电阻的阻值。

[0096] P型电流镜532连接N型场效应管的漏极，用于放大第二电流；通过控制与每组P型电流镜对应连接的开关的导通和闭合，可以控制第二电流的放大倍数。

[0097] 如图8所示，在开关S2和S4均断开时，无第二电流经过VCOMP。在开关S2闭合，S4断开时，第二电流IP2A被放大两倍。在开关S2断开，开关S4闭合时，第二电流IP2A被放大4倍。在开
关S2闭合，开关S4闭合时，第二电流IP2A被放大6倍。以此类推，在实际应用中，根据实际所需
VCOMP的大小，通过增加电流镜，可以将电流放大更多的倍数，进一步提高VCOMP的大小。

[0098] 下面结合图8所示电路，详细分析如何在图8所示电路控制下通过第一电压信号VSAW电压产生VCOMP电压(下述V1表示第二电压信号)。各个开关对应VSAW的导通情况如图9所
示。

[0099] 1)第一个周期，S1导通，S1N、S2和S4关闭，VCOMP＝VSAW；

[0100] 2)第二个周期，S1N和S2导通，S1和S4关闭，VCOMP＝2V1‑VSAW；

[0101] 3)第三个周期，S1和S2导通，S1N和S4关闭，VCOMP＝2V1+VSAW；

[0102] 4)第四个周期，S1N和S4导通，S1和S2关闭，VCOMP＝4V1‑VSAW；

[0103] 5)第五个周期，S1和S4导通，S1N和S4关闭，VCOMP＝4V1+VSAW；

[0104] 6)第六个周期，S1N、S2和S4导通，S1关闭，VCOMP＝6V1‑VSAW；

[0105] 7)第七个周期，S1、S2和S4导通，S1N关闭，VCOMP＝6V1+VSAW。

[0106] 为了得出总周期N个的情况，还是以N＝7为例，先将7转化为二进制111，可以得到以下的开关导通情况表。

[0107] 表1各个开关的导通情况表

[0108]十进制 二进制 S4 S2 S1 S1N VCOMP
1 001 关断 关断 导通 关断 VSAW
2 010 关断 导通 关断 导通 2V1‑VSAW
3 011 关断 导通 导通 关断 2V1+VSAW
4 100 导通 关断 关断 导通 4V1‑VSAW
5 101 导通 关断 导通 关断 4V1+VSAW
6 110 导通 导通 关断 导通 6V1‑VSAW
7 111 导通 导通 导通 关断 6V1+VSAW

[0109] 根据实际VCOMP的需求，当总周期是N个时，将N转化为二进制表示，

[0110] N＝aiai‑1…a1a0

[0111] 此时电流补偿电路53中PMOS电流镜相应也应增加到i组，第i组PMOS的尺寸M＝2ii i
(即放大2倍),对应的开关名称为S2。

[0112] 具体第X个周期，将转化成二进制:X＝bibi‑1…b1b0

[0113] 对于PMOS开关S2i，如果bi为1，则S2i导通；bi为0，则S2i截止。

[0114] 对于NMOS开关S1N，如果b0为1，则S1N关断；b0为0，则S1N导通。

[0115] Vcomp＝(bi*2i+bi‑1*2i‑1+…+b1*21)*V1+(3‑2*2b0)*VSAW

[0116] b0为0时，加上VSAW电压；b0为1时，减去VSAW电压。

[0117] 其中，Vcomp电压应小于电源电压，使结果更加准确。