基于三管五电平拓扑的单相功率因数校正电路，涉及功率因数校正电路领域，包括开关管Q1、Q2、Q3，交流电源AC一侧分别连接二极管D1阳极、二极管D2阴极，其连接节点构成端点b；交流电源AC另一侧连接电感L一端，电感L另一端分别连接二极管D3阳极、二极管D4阴极，连接节点构成端点a；二极管D7阴极连接电容C1一端，其连接节点构成端点p；电容C1另一端连接电容C2一端，其连接节点构成端点n；电容C2另一端连接二极管D8阳极，其连接节点构成端点m；开关管Q1漏极分别连接二极管D1阴极、二极管D7阳极，其连接节点构成端点c；开关管Q3源极分别连接二极管D2阳极、二极管D8阴极，其连接节点构成端点d。端点a、c、d、n构成对称四端口。本发明校正电路采用多电平，具备开关管电压应力小的优点。
1.基于三管五电平拓扑的单相功率因数校正电路，包括电感L，开关管Q1、Q2、Q3，二极管D1～D11，电容C1，电容C2；其特征在于：交流电源AC一侧分别连接二极管D1阳极、二极管D2阴极，其连接节点构成端点b；
交流电源AC另一侧连接电感L一端，电感L另一端分别连接二极管D3阳极、二极管D4阴极；电感L另一端与二极管D3、D4的连接节点构成端点a；
开关管Q2漏极分别连接二极管D3阴极、二极管D9阴极、开关管Q1源极；
开关管Q2源极分别连接二极管D4阳极、二极管D10阳极、开关管Q3漏极；
二极管D7阴极连接电容C1一端，其连接节点构成端点p；
电容C1另一端连接电容C2一端，其连接节点构成端点n；
电容C2另一端连接二极管D8阳极，其连接节点构成端点m；
开关管Q1漏极分别连接二极管D1阴极、二极管D7阳极；开关管Q1漏极与二极管D1、D7的连接节点构成端点c；
开关管Q3源极分别连接二极管D2阳极、二极管D8阴极，开关管Q3源极与二极管D2、D8的连接节点构成端点d；
开关管Q1反并联二极管D5，开关管Q2反并联二极管D11，开关管Q3反并联二极管D6；
电容C1一端、电容C2另一端分别连接负载RL两端。
2.根据权利要求1所述基于三管五电平拓扑的单相功率因数校正电路，其特征在于：所述端点a、端点c、端点d、端点n构成对称四端口。
3.根据权利要求1所述基于三管五电平拓扑的单相功率因数校正电路，其特征在于：所述开关管Q1、Q2、Q3为全控型器件，采用绝缘栅型双极晶体管IGBT、集成门极换流晶闸管IGCT、或者电力场效应晶体管MOSFET。
4.根据权利要求1所述基于三管五电平拓扑的单相功率因数校正电路，其特征在于：所述电容C1、C2为串联直流母线分裂电容。
5.如权利要求1～4任意所述基于三管五电平拓扑的单相功率因数校正电路，其特征在于，包括以下开关模式：
开关模式一：此时为交流电源AC的正半周，开关管Q2、Q3导通，电流经过电感L，开关管Q2、Q3，最后经过二极管D2流回，此过程电感L储能，负载RL由电容C1、C2供电；
开关模式二：此时为交流电源AC的正半周，开关管Q2导通，电流经过电感L，二极管D3、D10、D8、D2以及电容C2，此过程中，交流电源AC和电感L同时对电容C2充电，负载RL由电容C1电供，开关模式一、开关模式二的转换过程是一个升压过程；
开关模式三：此时为交流电源AC的正半周，电流经过电感L，二极管D3、D5、D7、D8、D2以及电容，此过程中，交流电源AC和电感L同时给负载RL和电容C1、C2供电，电容C1、C2充电；
开关模式四：此时为交流电源AC的负半周，开关管Q1、Q2导通，电流经过二极管D1、D4，开关管Q1、Q2，最后经过电感L回到交流电源AC，此过程中，电感L储能，负载RL由电容C1、C2供电；
开关模式五：此时为交流电源AC的负半周，开关管Q2导通，电流经过二极管D1、D8、D4、D7、D8、D9以及分裂电容C1，最后，流过电感L回到交流电源AC，此过程中，交流电源AC和电感L同时给电容C1充电，开关模式四到开关模式五的转换过程是一个升压过程；
开关模式六：此时为交流电源AC的负半周，电流经过二极管D1、D4、D7、D8、D6以及电容C1、C2，经过电感L回到交流电源AC，此过程中，交流电源AC和电感L同时给负载RL和电容C1、C2供电，电容C1、C2充电。
6.根据权利要求5所述基于三管五电平拓扑的单相功率因数校正电路，其特征在于，使用二极管D7、D8进行如下电路保护：其一，采用两个二极管D7、D8，保证功率的单向流通，保证电容C1、C2的电流只会向负载RL流动，而不会使其倒灌回流；
其二，电路故障时，电容C1、C2可以很好地起到保护；
其四，在开关模式一、开关模式四时，电感L储能过程中电压低于直流母线电压时，起到电压钳位作用。
7.如权利要求1～4任意所述基于三管五电平拓扑的单相功率因数校正电路，其特征在于，
采用PI双闭环方式进行控制，其中：外环采用电压控制环，用于直流侧电压稳定控制，其输出结果作为电流内环的参考给定量；
内环采用电流控制环，用于实现单位功率因数校正以及减小谐波含量；
PI双闭环控制，实现输入侧电流正弦化及相位与电源电压同相位、直流电压稳定。
基于三管五电平拓扑的单相功率因数校正电路
技术领域
[0001] 本发明涉及一种单相功率因数校正电路拓扑，具体涉及一种基于三管五电平拓扑的单相功率因数校正电路。
背景技术
[0002] 单相高功率因数或功率因数校正(PFC)升压转换器是目前最为流行的研究方面之一。这种变换器的主要关注点是单位功率因数和总谐波低，通常情况下功率因数校正是在
整流后应用升压电路实现功率因数校正。现有三电平拓扑结构存在电平数不足；现有五电
平拓扑存在管子数目较多，且控制复杂等不足。
发明内容
[0003] 本发明提供一种基于三管五电平拓扑的单相功率因数校正电路，适用于中小功率场合应用。本发明电路结构同时具备升压、整流、五电平功率因数校正的特点。本发明校正
电路由于采用三管五电平拓扑，使用较少的开关管完成五电平整流，其拓扑结构所需要的
器件数量较少；由于采用多电平，所以存在开关管的电压应力较小的优点。
[0004] 本发明采取的技术方案为：
[0005] 基于三管五电平拓扑的单相功率因数校正电路，包括电感L，开关管Q1、Q2、Q3，二极管D1～D11，电容C1，电容C2；
[0006] 交流电源AC一侧分别连接二极管D1阳极、二极管D2阴极，其连接节点构成端点b；
[0007] 交流电源AC另一侧连接电感L一端，电感L另一端分别连接二极管D3阳极、二极管D4阴极；电感L另一端与二极管D3、D4的连接节点构成端点a；
[0008] 开关管Q2漏极分别连接二极管D3阴极、二极管D9阴极、开关管Q1源极；
[0009] 开关管Q2源极分别连接二极管D4阳极、二极管D10阳极、开关管Q3漏极；
[0010] 二极管D7阴极连接电容C1一端，其连接节点构成端点p；
[0011] 电容C1另一端连接电容C2一端，其连接节点构成端点n；
[0012] 电容C2另一端连接二极管D8阳极，其连接节点构成端点m；
[0013] 开关管Q1漏极分别连接二极管D1阴极、二极管D7阳极；开关管Q1漏极与二极管D1、D7的连接节点构成端点c；
[0014] 开关管Q3源极分别连接二极管D2阳极、二极管D8阴极，开关管Q3源极与二极管D2、D8的连接节点构成端点d；
[0015] 开关管Q1反并联二极管D5，开关管Q2反并联二极管D11，开关管Q3反并联二极管D6；
[0016] 电容C1一端、电容C2另一端分别连接负载RL两端。
[0017] 所述端点a、端点c、端点d、端点n构成对称四端口。
[0018] 所述开关管Q1、Q2、Q3为全控型器件，采用绝缘栅型双极晶体管IGBT、集成门极换流晶闸管IGCT、或者电力场效应晶体管MOSFET。
[0019] 所述电容C1、C2为串联直流母线分裂电容。
[0020] 本发明一种基于三管五电平拓扑的单相功率因数校正电路，技术效果如下：
[0021] 1：该功率因数校正电路拓扑结构创新点：本发明拓扑结构采用三个开关管形成五电平拓扑结构，由于本五电平结构存在四端口对称网络结构且结构简单，所以容易实现控
制回路的设计。另外所发明的四端口网络结构利用开关管与二极管电路结构实现功率的双
向流动，利用二极管D7、D8做到直流母线功率单向流通。此发明拓扑同时具备Boost升压、整
流、五电平功率因数校正的特点。
[0022] 2：本发明中一种基于三管五电平拓扑的单相功率因数校正电路，此拓扑由于具有四端口对称结构特点，可用作为模块化多电平的功率单元，便于推广至多级联单相多电平
功率因数校正电路。
[0023] 3：在单相功率因数校正电路中融入五电平功率因数校正；在三管五电平拓扑拓扑结构中引入升压过程和整流过程，应用结构的融合，使其在结构上更具有扩展性和实用性；
拓扑结构中多次应用到开关管体二极管作为导通回路，在开关管开通脉冲丢失情况下任然
可以实现对负载正常供电，一定程度降低故障损失。
[0024] 4：本发明主要通过采用三管实现单相五电平整流的功能，拓扑结构简单，可用于多级联型拓扑结构中作为功率单元，本发明所提拓扑主要适用于中小功率场合应用。
[0025] 5：本发明提出的一种基于三管五电平拓扑的单相功率因数校正电路，采用PI双闭环方式进行控制，其中外环采用电压控制环，主要用于直流侧电压稳定控制，其输出结果作
为电流内环的参考给定量；内环采用电流控制环，主要用于实现单位功率因数校正以及减
小谐波含量；PI双闭环控制实现输入侧电流正弦化及相位与电源电压同相位、直流电压稳
定。
附图说明
[0026] 下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明：
[0027] 图1为本发明的电路拓扑结构一。
[0028] 图2为本发明的开关模式一流向图。
[0029] 图3为本发明的开关模式二流向图。
[0030] 图4为本发明的开关模式三流向图。
[0031] 图5为本发明的开关模式四流向图。
[0032] 图6为本发明的开关模式五流向图。
[0033] 图7为本发明的开关模式六流向图。
[0034] 图8为本发明的拓扑控制策略框图
[0035] 图9为本发明的拓扑整流器输入电压Vab电压波形图。
[0036] 图10为本发明的拓扑输入电压电流波形图。
[0037] 图11为本发明的拓扑输出直流侧电流波形图。
[0038] 图12为本发明的拓扑输出直流侧电压波形图。
[0039] 图13为本发明的拓扑负载减半输入电压电流波形图。
[0040] 图14为本发明的拓扑负载减半输出直流侧电流波形图。
[0041] 图15为本发明的拓扑负载减半输出直流侧电压波形图。
具体实施方式
[0042] 如图1所示，基于三管五电平拓扑的单相功率因数校正电路，包括电感L，开关管Q1、Q2、Q3，二极管D1～D11，电容C1，电容C2；
[0043] 交流电源AC一侧分别连接二极管D1阳极、二极管D2阴极，其连接节点构成端点b；
[0044] 交流电源AC另一侧连接电感L一端，电感L另一端分别连接二极管D3阳极、二极管D4阴极；电感L另一端与二极管D3、D4的连接节点构成端点a；
[0045] 开关管Q2漏极分别连接二极管D3阴极、二极管D9阴极、开关管Q1源极；
[0046] 开关管Q2源极分别连接二极管D4阳极、二极管D10阳极、开关管Q3漏极；
[0047] 二极管D7阴极连接电容C1一端，其连接节点构成端点p；
[0048] 电容C1另一端连接电容C2一端，其连接节点构成端点n；
[0049] 电容C2另一端连接二极管D8阳极，其连接节点构成端点m；
[0050] 开关管Q1漏极分别连接二极管D1阴极、二极管D7阳极；开关管Q1漏极与二极管D1、D7的连接节点构成端点c；
[0051] 开关管Q3源极分别连接二极管D2阳极、二极管D8阴极，开关管Q3源极与二极管D2、D8的连接节点构成端点d；
[0052] 开关管Q1反并联二极管D5，开关管Q2反并联二极管D11，开关管Q3反并联二极管D6；
[0053] 电容C1一端、电容C2另一端分别连接负载RL两端。
[0054] 所述端点a、端点c、端点d、端点n构成对称四端口。该新型拓扑适用于高压应用场合中，且拓扑结构存在四端口结构，可用作为模块化多电平的功率单元。
[0055] 所述开关管Q1、Q2、Q3为全控型器件，采用绝缘栅型双极晶体管IGBT、集成门极换流晶闸管IGCT、或者电力场效应晶体管MOSFET。
[0056] 所述电容C1、C2为串联直流母线分裂电容，分裂电容采用两个电容值相同的电容串联构成，由电容串联分压可知，串联电容值相同的电容，串联电压各承受一半，其主要做到
将直流侧电压进行分压，构造出母线电压一半的中点，其目的在于完成电平的抬升。
[0057] 如图1所示，电流il为电感输出电流，idc为负载电流输出值，Vdc为负载RL两端的输出电压值，拓扑多次利用到开关管MOSFET反并联二极管作为电路的导通回路，一定程度上
节约设计成本。
[0058] 基于三管五电平拓扑的单相功率因数校正电路，包括以下开关模式：
[0059] 开关模式一：如图2所示，此时为交流电源AC的正半周，开关管Q2、Q3导通，电流经过电感L，开关管Q2、Q3，最后经过二极管D2流回，此过程电感L储能，负载RL由电容C1、C2供电；
[0060] 开关模式二：如图3所示，此时为交流电源AC的正半周，开关管Q2导通，电流经过电感L，二极管D3、D10、D8、D2以及电容C2，此过程中，交流电源AC和电感L同时对电容C2充电，负
载RL由电容C1电供，开关模式一、开关模式二的转换过程是一个Boost升压过程；
[0061] 开关模式三：如图4所示，此时为交流电源AC的正半周，电流经过电感L，二极管D3、D5、D7、D8、D2以及电容，此过程中，交流电源AC和电感L同时给负载RL和电容C1、C2供电，电容
C1、C2充电；
[0062] 开关模式四：如图5所示，此时为交流电源AC的负半周，开关管Q1、Q2导通，电流经过二极管D1、D4，开关管Q1、Q2，最后经过电感L回到交流电源AC，此过程中，电感L储能，负载RL由
电容C1、C2供电；
[0063] 开关模式五：如图6所示，此时为交流电源AC的负半周，开关管Q2导通，电流经过二极管D1、D8、D4、D7、D8、D9以及分裂电容C1，最后，流过电感L回到交流电源AC，此过程中，交流
电源AC和电感L同时给电容C1充电，开关模式四到开关模式五的转换过程是一个升压过程；
[0064] 开关模式六：如图7所示，此时为交流电源AC的负半周，电流经过二极管D1、D4、D7、D8、D6以及电容C1、C2，经过电感L回到交流电源AC，此过程中，交流电源AC和电感L同时给负
载RL和电容C1、C2供电，电容C1、C2充电。
[0065] 实验参数：
[0066] 交流电源峰值220V，输出直流电压vdc为250V，电阻负载为40Ω，滤波电感为2mH，分裂电容C1＝C2＝1000μF，开关频率为100kHz。拓扑结构控制方式采用如图8所示的方式实现，
由拓扑结构稳态回路电压方程可得：
[0067]
[0068] ＝γvdc‑ril‑λvdc
[0069] 其中，L为线性电感L＝2mH，r为电感等效电阻r＝0.3Ω，λ、γ为一个开关函数量0<γ,λ<1，对式子(1)拉式变换可得：
[0070]
[0071] 由所提拓稳态回路电流方程可得：
[0072] il＝ic+idc (3)
[0073]
[0074] 其中， k为一个开关比例系数0
[0075] 对式子(4)拉式变换可得：
[0076]
[0077] 电压外环主要作用在于稳定直流母线输出电压，同时为内环提供参考电流值，电压外环通过PI控制实现电压稳定，电压外环传递函数：
[0078]
[0079] 其中，kpv为电压环PI比例系数，且kpv＝15，kiv为电压环PI积分系数，且kiv＝0.01。
[0080] 电流内环的应用主要目的在于使输入电流的正弦化，利用电压外环输出值与锁相环(PLL)输出相乘得到内环参考电流值，电流环PI传递函数：
[0081]
[0082] 其中，kpc为电流环PI比例系数kpc＝10，kic为电流环PI积分系数kic＝0.1。
[0083] 由控制框图可知，电流环传递函数：
[0084]
[0085] 则控制系统闭环传递函数：
[0086]
[0087] 图9～图12为本发明在中负载为40欧姆时的仿真波形图。
[0088] 图9为交流电源与电感串联支路中的电压波形图，图9中可以明显看到Vab电压实现五电平。
[0089] 图10为交流电源两侧的电压电流波形图，可以看出电压电流同相位，实现功率因数校正。
[0090] 图11、图12分别为拓扑整流输出电压、电流波形图，由图11、图12可以看出波形图中电压、电流变化保持一致。
[0091] 图13～图15为本发明在0.15s时负载由40欧姆减小到20欧姆时波形图。
[0092] 图13为交流电源两侧减载变化过程波形图，减载只是电流波形发生较大变化。
[0093] 图14、图15为直流电源两侧减载变化过程电流、电压波形图，减载使得电流值出现翻倍，而电流电压波形波动范围变大，波动主要在于滤波效果较差导致。
[0094] 图13～图15可以得出，本发明的稳定性好，电路结构可以正常可靠的工作。
[0095] 使用二极管D7、D8进行如下电路保护：
[0096] 其一，采用两个二极管D7、D8，保证功率的单向流通，使电容C1、C2的电流只会向负载RL流动，而不会使其倒灌回流；
[0097] 其二，电路故障时，它可以很好的起到保护作用；
[0098] 其三，模态切换过程中，作为升压钳位二极管；其四，在开关模式一、开关模式四时，电感L储能过程中电压低于电容C1、C2电压时，起到电压钳位作用。
