一种开关模式的28V直流系统浪涌抑制及差模噪声抑制电路

摘要

本发明提供一种开关模式的28V直流系统浪涌抑制及差模噪声抑制电路，具体包括：浪涌检测和高频斩波降压电路；当供电电源电压在正常范围内时，浪涌检测控制电子开关保持导通，用电设备正常供电；当电源出现浪涌，电压超出正常范围时，浪涌电压检测电路控制电子开关立即开始高频斩波，并配合电感及电容的储能作用来调节输出电压，防止浪涌电压对用电设备造成冲击，达到保护用电设备的目的。本发明的有益效果是：该电路结构简单、输入、输出电容及功率电感布置成π形滤波器，对供电线中特定频率点以上的差模噪声抑制作用明显。

权利要求

1.一种开关模式的28V直流系统浪涌抑制及差模噪声抑制电路，其特征在于：具体包括：浪涌检测和高频斩波降压电路；所述浪涌检测还与所述高频斩波降压电路电性连接，用于控制高频斩波降压电路的触发频率；

所述浪涌检测由可编程数字控制器DSP组成；所述高频斩波降压电路包括：电源、输入电容C1、输出电容C2、功率电感L、二极管D和高速电子开关Q、输入端分压电阻R1、输入端分压电阻R2、输出端分压电阻R3、输出端分压电阻R4和用电设备；

所述输入电容C1并联接入所述电源两端；所述输入分压电阻R1的一端接所述电源正极，所述输入分压电阻R1的另一端接所述输入分压电阻R2的一端；所述输入分压电阻R2的另一端接所述电源的负极；所述电源正极还与所述高速电子开关Q的漏极相连；所述高速电子开关Q的源极接所述功率电感L的一端；所述功率电感L的一端还与所述二极管D的阴极相连；所述二极管D的阳极与所述电源负极相连；所述功率电感L的另一端与所述输出电容C2的一端和所述输出端分压电阻R3的一端相连；所述输出电容C2的另一端接所述电源负极；

所述输出端分压电阻R3的另一端与所述输出端分压电阻R4的一端相连；所述输出端分压电阻R4的另一端与所述电源负极相连；所述用电设备并联接在所述输出电容C2的两端；

所述可编程数字控制器DSP的VIN_S端接在所述输入端分压电阻R1和所述输入端分压电阻R2之间，作为输入电压检测；所述可编程数字控制器DSP的FB端接在所述输出端分压电阻R3和所述输出端分压电阻R4之间，作为输出电压检测；所述可编程数字控制器DSP的DRV端还通过驱动电路与所述高速电子开关Q的栅极相连，用于控制所述高速电子开关Q的触发频率及占空比；

所述高速电子开关Q为MOS场效应管或者IGBT中的一种；

所述输入电容C1用于所述电源输入滤波；所述输出电容C2用于所述用电设备两端输出端电压滤波；所述功率电感L和所述二极管D用于续流；所述二极管D还用于钳位输出电压；

当浪涌电压发生时，所述高速电子开关Q开通，所述输入电源向所述用电设备供电，同时给所述功率电感L和输入电容C1、输出电容C2充电；当所述高速电子开关Q关闭时，所述功率电感L和所述输出电容C2储存的能量通过所述二极管D得以续流释放，为所述用电设备供电；

所述一种开关模式的28V直流系统浪涌抑制及差模噪声抑制电路工作原理具体为：所述可编程数字控制器DSP在运行过程中实时检测VIN_S的电压值，当VIN_S的电压值在正常电压18～36V包括端点电压的范围内时，此时所述可编程数字控制器DSP通过DRV端经由驱动电路，驱动高速电子开关Q开通，则此时电流通过高速电子开关Q为所述用电设备供电；同时所述功率电感L和输入电容C1、输出电容C2组成π形滤波器，对供电线中特定频率点以上的差模噪声进行抑制；

当浪涌发生时，VIN_S的电压值升高，大于36V，此时可编程数字控制器DSP检测到过压，则通过DRV端经由驱动电路发出频率为f kHZ的PWM波，以控制所述高速电子开关高速的开通与关闭；与此同时所述可编程数字控制器DSP检测输出端电压FB的反馈值，当检测到反馈电压值仍大于36V时，则降低PWM占空比，使得所述高速电子开关Q的导通时间缩短，从而降低输出端电压FB的反馈值；当检测到的反馈电压值小于36V时，则增加PWM占空比，使得所述高速电子开关Q的导通时间增加，从而增加输出端电压FB的反馈值，以此使得输出端电压稳定在36V上下，直至浪涌消失为止。

说明书

一种开关模式的28V直流系统浪涌抑制及差模噪声抑制电路

技术领域

[0001] 本发明涉及电子电路领域，尤其涉及一种开关模式的28V直流系统浪涌抑制及差模噪声抑制电路。

背景技术

[0002] 28V直流电源是最早使用在飞机上的一种电源。其额定电压为28V，稳态变化范围18～36V。在航空28V直流电源中要求用电负载能够承受80V/50ms的过压浪涌。电压浪涌多
发生于大发电机开关、发动引擎启停、负载瞬变等情况下，如突卸或突加负载会引起发电机
汇流条电压短时升高或下降，从而产生过压浪涌，这些浪涌电压通常出现在配电总线处。浪
涌电压大大地超过稳态电源电压，当它袭击到用电设备上时，往往造成误操作和设备的损
坏，可能使整个系统停顿、通信中止。

[0003] 常用的浪涌抑制方法是在电源输入端并联电压箝位器件，如瞬态电压抑制二极管、压敏电阻、放电管等，正常情况下，电源电压的波动范围低于箝位器件的动作电压，箝位
器件无反应，相当于开路，对电路没有影响；当电源出现浪涌时，浪涌电压高于箝位器件的
动作电压，箝位器件快速导通，吸收浪涌电压的能量，将电源电压限制在安全范围内，从而
起到保护用电设备的作用。另外一种是在电源输入线上串联电压箝位器件，如NMOS场效应
管或IGBT等。当输入电压在正常范围内，串联箝位器件在控制芯片的驱动下完全开通，相当
于低阻抗通路，当电源出现浪涌时，控制芯片立即动作，降低驱动电压或驱动电流，使NMOS
或IGBT处于线性工作区间，承受浪涌电压，以保证用电设备在安全电压下工作。

[0004] 由于电压箝位器件是对浪涌电压的能量进行吸收，而某些特定用电设备的电源浪涌能量很大，箝位器件导通时流过的电流往往达到几十甚至几百安培以上，瞬间承受的功
耗在几千瓦到上万瓦。因此功率偏小的器件很容易损坏，不能起到正常保护作用。而大功率
器件价格偏高，体积也较大，有时会受用电设备内部空间、高度等限制，应用受到一定制约；
即使能用，也因为经常承受大功率浪涌冲击，会加快器件老化，工作一定时间后，性能和可
靠性下降，保护能力减弱，导致自身和用电设备都可能受浪涌冲击而损坏。

发明内容

[0005] 针对现有技术中存在的问题，本发明提出一种开关模式的28V直流系统浪涌抑制及差模噪声抑制电路，为了避免浪涌抑制器件受到大功率的浪涌冲击，不采用并联或串联
吸能的方式，而是采用一个高频斩波降压电路来调节输出电压。本发明所述的一种开关模
式的28V直流系统浪涌抑制及差模噪声抑制电路，具体包括：

[0006] 浪涌检测和高频斩波降压电路；所述浪涌检测还与所述高频斩波降压电路电性连接，用于实时监测输入及输出电压，并控制高频斩波降压电路的触发频率及占空比；

[0007] 所述浪涌检测由可编程数字控制器DSP及其相关的外围器件组成；所述高频斩波降压电路包括：电源、输入电容C1、输出电容C2、功率电感L、二极管D和高速电子开关Q、输入
端分压电阻R1、输入端分压电阻R2、输出端分压电阻R3、输出端分压电阻R4和用电设备；

[0008] 所述输入电容C1并联接入所述电源两端；所述输入分压电阻R1的一端接所述电源正极，所述输入分压电阻R1的另一端接所述输入分压电阻R2的一端；所述输入分压电阻R2
的另一端接所述电源的负极；所述电源正极还与所述高速电子开关Q的漏极相连；所述高速
电子开关Q的源极接所述功率电感L的一端；所述功率电感L的一端还与所述二极管D的阴极
相连；所述二极管D的阳极与所述电源负极相连；所述功率电感L的另一端与所述输出电容
C2的一端和所述输出端分压电阻R3的一端相连；所述输出电容C2的另一端接所述电源负
极；所述输出端分压电阻R3的另一端与所述输出端分压电阻R4的一端相连；所述输出端分
压电阻R4的另一端与所述电源负极相连；所述用电设备并联接在所述输出电容C2的两端。

[0009] 进一步地，所述可编程数字控制器DSP的VIN_S端接在所述输入端分压电阻R1和所述输入端分压电阻R2之间，作为输入电压检测；所述可编程数字控制器DSP的FB端接在所述
输出端分压电阻R3和所述输出端分压电阻R4之间，作为输出电压检测；所述可编程数字控
制器DSP的DRV端还通过驱动电路与所述高速电子开关Q的栅极相连，用于控制所述高速电
子开关Q的触发频率及占空比。

[0010] 进一步地，所述高速电子开关Q为MOS场效应管或者IGBT中的一种。

[0011] 进一步地，所述输入电容C1用于所述电源输入滤波；所述输出电容C2用于所述用电设备两端输出端电压滤波；所述功率电感L和所述二极管D用于续流；

[0012] 进一步地，当所述高速电子开关Q开通时，所述电源输入向所述用电设备供电，同时给所述功率电感L和输入电容C1、输出电容C2充电；当所述高速电子开关Q关闭时，所述功
率电感L和所述输出电容C2储存的能量通过所述二极管D得以续流释放，为所述用电设备供
电。

[0013] 所述一种开关模式的28V直流系统浪涌抑制及差模噪声抑制电路工作原理具体为：

[0014] 所述可编程数字控制器DSP在运行过程中实时检测VIN_S的电压值，当VIN_S的电压值在正常电压18～36V包括端点电压的范围内时，此时所述可编程数字控制器DSP通过
DRV端经由驱动电路，驱动高速电子开关Q开通，则此时电流通过高速电子开关Q为所述功率
电感L、所述输出电容C2和所述用电设备供电；

[0015] 当浪涌发生时，VIN_S的电压值升高，大于36V，此时可编程数字控制器DSP检测到过压，则通过DRV端经由驱动电路发出频率为f kHZ的PWM波，以控制所述高速电子开关高速
的开通与关闭；与此同时所述可编程数字控制器DSP检测输出端电压FB的反馈值，当检测到
反馈电压值仍大于36V时，则降低PWM占空比，使得所述高速电子开关Q的导通时间缩短，从
而降低输出端电压FB的反馈值；当检测到的反馈电压值小于36V时，则增加PWM占空比，使得
所述高速电子开关Q的导通时间增加，从而增加输出端电压FB的反馈值，以此使得输出端电
压稳定在36V上下，直至浪涌消失为止。

[0016] 本发明提供的技术方案带来的有益效果是：该电路结构简单、输入、输出电容及功率电感布置成π形滤波器，对供电线中特定频率点以上的差模噪声抑制作用明显。

附图说明

[0017] 图1为本发明实施例中一种开关模式的28V直流系统浪涌抑制及差模噪声抑制电路的原型电路图；

[0018] 图2为本发明实施例中一种开关模式的28V直流系统浪涌抑制及差模噪声抑制电路的相关波形图；

[0019] 图3为本发明实施例中采用不同宽度的浪涌电压对浪涌抑制电路的测试结果图。

[0020] 图4为本发明实施例中相关电子元器件选型。

具体实施方式

[0021] 为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地描述。

[0022] 请参考图1，本发明的实施例提供了一种开关模式的28V直流系统浪涌抑制及差模噪声抑制电路的，具体包括：

[0023] 浪涌检测和高频斩波降压电路；所述浪涌检测由可编程数字控制器DSP组成；所述高频斩波降压电路包括：电源输入、输入电容C1、输出电容C2、功率电感L、二极管D和高速电
子开关Q、输入端分压电阻R1、输入端分压电阻R2、输出端分压电阻R3、输出端分压电阻R4和
用电设备；所述浪涌检测还与所述高频斩波降压电路电性连接，用于控制高频斩波降压电
路的触发频率。

[0024] 所述输入电容C1并联接入所述电源两端；所述电源正极接所述输入分压电阻R1的一端，所述输入分压电阻R1的另一端接所述输入分压电阻R2的一端；所述输入分压电阻R2
的另一端接所述电源的负极；所述电源正极还与所述高速电子开关Q的漏极相连；所述高速
电子开关Q的源极接所述功率电感L的一端；所述功率电感L的一端还与所述二极管D的阴极
相连；所述二极管D的阳极与所述电源负极相连；所述功率电感L的另一端与所述输出电容
C2的一端和所述输出端分压电阻R3的一端相连；所述输出电容C2的另一端接所述电源负
极；所述输出端分压电阻R3的另一端与所述输出端分压电阻R4的一端相连；所述输出端分
压电阻R4的另一端与所述电源负极相连；所述用电设备并联接在所述输出电容C2的两端。

[0025] 图1中TAP1端为电源输入端电压，TAP2端为二极管D钳位电压，TAP3端为用电设备负载电压。所述可编程数字控制器DSP的VIN_S端接在所述输入端分压电阻R1和所述输入端
分压电阻R2之间，作为输入电压检测；所述可编程数字控制器DSP的FB端接在所述输出端分
压电阻R3和所述输出端分压电阻R4之间，作为输出电压检测；所述可编程数字控制器DSP的
DRV端还通过驱动电路与所述高速电子开关Q的触发端连接，用于控制所述高速电子开关Q
的触发频率；所述驱动电路用于驱动所述高速电子开关Q导通和关闭。

[0026] 所述高速电子开关Q为MOS场效应管或者IGBT中的一种。在本发明实施例中，高速电子开关Q为N沟道MOSFET。

[0027] 所述输入电容C1用于所述电源输入滤波；所述输出电容C2用于所述用电设备两端输出端电压滤波；所述功率电感L和所述二极管D用于续流；所述二极管D还用于钳位输出电
压。

[0028] 当所述高速电子开关Q开通时，所述电源输入向所述用电设备供电，同时给所述功率电感L和输入电容C1、输出电容C2充电；当所述高速电子开关Q关闭时，所述功率电感L和
所述输出电容C2储存的能量通过所述二极管D得以续流释放，为所述用电设备供电。

[0029] 所述一种开关模式的28V直流系统浪涌抑制及差模噪声抑制电路工作原理具体为：

[0030] 所述可编程数字控制器DSP在运行过程中实时检测VIN_S的电压值，当VIN_S的电压值在正常电压18～36V包括端点电压的范围内时，此时所述可编程数字控制器DSP通过
DRV端经由驱动电路，驱动高速电子开关Q开通，则此时电流通过高速电子开关Q为所述功率
电感L、所述输出电容C2和所述用电设备供电；

[0031] 当浪涌发生时，VIN_S的电压值升高，大于36V，此时可编程数字控制器DSP检测到过压，则通过DRV端经由驱动电路发出频率为f kHZ的PWM波，以控制所述高速电子开关不停
的开通与关闭；与此同时所述可编程数字控制器DSP检测输出端电压FB的反馈值，当检测到
反馈电压值仍大于36V时，则降低PWM占空比，使得所述高速电子开关Q的导通时间缩短，从
而降低输出端电压FB的反馈值；当检测到的反馈电压值小于36V时，则增加PWM占空比，使得
所述高速电子开关Q的导通时间增加，从而增加输出端电压FB的反馈值，以此使得输出端电
压稳定在36V上下，直至浪涌消失为止。

[0032] 可编程数字控制器DSP在运行时实时检测VIN_S电压值，当电源输入电压在正常电压范围18～36V时，驱动MOSFET，打开开关，则电流通过Q流经电感L到电容和负载。输入与输
出的压降为Vout＝Vin‑I*(RDS(ON)+DCR)，RDS(ON)为Q的导通内阻，DCR为功率电感L的直流内
阻，一般都在几个毫欧左右，因此抑制电路上的压降很小，损耗也较少。

[0033] 当浪涌发生时，电源输入电压升高，大于36V，此时，DSP检测到输入电压过压，则发出频率为200kHZ的PWM波形，使MOSFET不停的开通与关闭，同时检测输入电压TAP3的反馈电
压FB的值，当检测到反馈电压大于36V时，则降低PWM占空比，使MOSFET开通时间缩小，从而
降低输出电压，当检测到反馈电压小于36V时，则增大PWM占空比，增加MOSFET导通时间，使
输出电压增加，在浪涌期间，DSP不停的调节PWM占空比，从而使输出电压稳定在36V上下，直
到浪涌消失为止。其中占空比增加或降低的大小，可以根据实际情况自行进行调节。

[0034] 请参考图2，图2为本发明实施例中一种开关模式的28V直流系统浪涌抑制及差模噪声抑制电路的相关波形图。由图2可知，MOSFET根据开关频率不断为用电设备供电，同时
输出端电容C2也不断的充放电，以便在抑制浪涌的同时维持负载工作。

[0035] 本发明实施例中，还采用不同宽度的浪涌电压对浪涌抑制电路进行了多次测试，如图3所式，当电源电压在正常范围内时，浪涌抑制电路的输出电压基本等于输入电压。当
电源出现浪涌时，输出电压上升，达到浪涌保护电压值后，则不再上升，一直保持小幅波动，
表明浪涌电压被完全抑制。

[0036] 表l是本浪涌抑制电路和其它浪涌抑制器的比较。

[0037] 表1本浪涌电路与其他浪涌抑制器的比较

[0038]

[0039]

[0040] 请参考图4，图4为本发明实施例中相关元器件选型。关键器件电感的参数需要根据实际应用进行选择，本文所述的电路已经应用于实际产品，现根据现有产品实际参数进
行分析。现有产品电气特性为：

[0041] 浪涌电压Vin：80V，持续时间50ms；

[0042] 输出最大电压Vout：36V；

[0043] 额定电流I：10A；

[0044] 开关频率f：200K；

[0045] 根据公式

[0046] D＝Vo/Vin                         (1)

[0047] 其中D为PWM占空比，Vo为输出电压，Vin为输入电压。

[0048] 则占空比：

[0049] D＝36/80＝0.45。

[0050] 根据公式

[0051] V＝di/dt*L                        (2)

[0052] 其中V为电感压差，di为电流变化值，dt为时间变化值，L为电感值。

[0053] 由于

[0054] di＝I*0.4＝10*0.4＝4A

[0055] dt＝D/f＝1/200*0.45＝2.25us

[0056] V＝Vin‑Vout＝80‑36＝44V

[0057] 因此电感值为

[0058] L＝V*dt/di＝44*2.25/4＝24.75uH

[0059] 取L＝22uH

[0060] 根据负载端电压要求精度不高的情况，取输入电容为100uF/100V，输出电容680uF/50V。

[0061] 上述电路中使用的MOS管、三极管、电阻和电容等元器件，在最大功耗、最大电流、最大耐压等方面没有特殊要求，目前电子元器件市场均可很容易采购到。

[0062] 如上所述，一种开关模式的28V直流系统浪涌抑制及差模噪声抑制的方法充分利用即时反应的降压开关型斩波电路处理高压浪涌对用电设备的不良影响，同时具备相比于
传统浪涌抑制电路具备损耗更低温升更小，器件选型简单，并可对差模噪声干扰大幅改善
的优点。

[0063] 本发明的有益效果是：该电路结构简单、输入、输出电容及功率电感布置成π形滤波器，对供电线中特定频率点以上的差模噪声抑制作用明显。

[0064] 在本文中，所涉及的前、后、上、下等方位词是以附图中各装置位于图中以及设备相互之间的位置来定义的，只是为了表达技术方案的清楚及方便。应当理解，所述方位词的
使用不应限制本申请请求保护的范围。

[0065] 在不冲突的情况下，本文中上述实施例及实施例中的特征可以相互结合。

[0066] 以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。