多天线系统中多径信道低信噪比环境下的定时同步方法

摘要

本发明公开了一种多天线系统中多径信道低信噪比环境下的定时同步方法，主要解决现有技术中在多径信道低信噪比环境下定时准确率低的问题。其方案是：预处理发送端的数据帧得到发送端信号；接收端将单个发送天线的本地信号分别与滑动窗口内接收信号的前后两部分进行互相关并共轭相乘，再将多个不同发送天线的计算结果相乘得到该时刻位置的定时测度函数值；计算前后两个时刻定时测度函数值的比值，当比值大于门限时，记录该位置对应的定时时刻与定时测度函数值；将所有记录的定时测度函数值中最大定时测度函数值对应的定时时刻作为最终定时时刻。本发明定时测度函数峰值明显，没有副峰，定时准确率高，可用于MIMO‑OFDM系统。

权利要求

1.一种多天线系统中多径信道低信噪比环境下的定时同步方法，其特征在于，包括如下：

(1)在MIMO‑OFDM系统的发送端随机生成一个M比特长度的数据帧，并将该数据帧依次经过BPSK星座映射、空频编码、调制、添加循环前缀，得到第i个发送天线上调制后的信号数据bi(n)，n＝1,2,…,M+循环前缀长度，i＝1,2,…,Nt，Nt为发送天线总数；

(2)由两段完全相同的长度为Nc的ZC序列ci(m)和循环前缀构成训练序列，并将该训练序列添加在信号数据bi(n)之前，组成第i个发送天线的发送信号si(n)；

(3)将发送端信号si(n)经过多径信道，得到第j个接收天线上的接收信号rj(n)，j＝1,

2,…,Nr，Nr为接收天线总数；

(4)令初始定时时刻d＝1，判决门限T＝T0，初始化定时同步标志flag＝0，初始化定时同步位置d0＝0，初始化定时同步时刻峰值Value＝0；

(5)计算接收天线j上的定时测度函数：其中，Nc为ZC序列总长度，*表示取共轭；

(6)求解当前定时时刻d的定时测度函数值Λj(d)与前一定时时刻(d‑1)位置的定时测度函数值Λj(d‑1)的比值，并将其与门限值T0进行比较：若 执行(8)；

否则，执行(7)；

(7)判断是否继续循环：

若d0＝0，令d＝d+1，返回(5)；

若d0≠0，且d‑d0＜256，令d＝d+1，返回(5)；

若d0≠0，且d‑d0≥256，执行(10)；

(8)判断是否第一次出现高于判决门限T0的定时测度函数值：若flag＝0，令flag＝1，记录当前定时时刻d0＝d，记录当前定时测度函数值Value＝Λj(d)，令d＝d+1，返回(5)；

若flag＝1，并且d‑d0＜256，执行(9)；

若flag＝1，并且d‑d0≥256，执行(10)；

(9)判断是否需要更新定时同步位置与定时同步时刻峰值：若Value<Λj(d)，更新Value＝Λj(d)，更新d0＝d，令d＝d+1，返回(5)；

否则，不更新Value与d0，令d＝d+1，返回(5)；

(10)选取d0作为接收天线j的最佳定时位置。

2.根据权利要求1所述的方法，其中(1)中随机生成的数据帧是一个512比特长度的(0,

1)随机序列。

3.根据权利要求1所述的方法，其中(1)对随机生成的数据帧依次进行BPSK星座映射、SFBC编码、调制、添加循环前缀，实现如下：首先，按0→‑1,1→1的规则对(0,1)随机序列进行二进制相移键控BPSK星座映射，得到信号数据D(k)；

接着,对信号数据D(k)进行SFBC空频编码，得到第i个发送天线上空频编码后的信号Xi(k)，i＝1,2,…,Nt，Nt为发送天线总数；

之后，对信号数据Xi(k)进行512点的IFFT快速傅里叶反变换调制，得到第i个发送天线上的调制信号xi(n)：

其中， k＝0,1,2,......,511,n＝1,2,......,512，j为虚数单位；

最后，在xi(n)的尾部取64个样点复制到xi(n)的头部作为循环前缀CP，得到第i个发送天线上的离散复基带信号bi(n)。

4.根据权利要求1所述的方法，其中(2)中构成的训练序列，其内部帧结构为[CP ci(m)ci(m)]，其中：CP为循环前缀；ci(m)为良好自相关特性的ZC序列，长度为 N为OFDM系统的子载波数，N＝512。

5.根据权利要求4所述的方法，其中良好自相关特性的ZC序列ci(m)，其中i＝1,2,…,Nt得到如下结构：

2

其中，y(p)＝exp(jπp/N)，N为OFDM系统的子载波数，1≤p≤256，表示ZC序列中的第p位。

说明书

多天线系统中多径信道低信噪比环境下的定时同步方法

技术领域

[0001] 本发明属于通信技术领域，特别涉及一种定时同步方法，可用于MIMO‑OFDM同步系统的信号恢复。

背景技术

[0002] 多天线正交频分复用MIMO‑OFDM技术是一种无线环境下的高速传输技术，同时也是现行第四代通信系统的主流技术。采用多载波调制技术的OFDM系统对于符号的定时偏差
和频率偏移非常敏感，由此造成的符号间干扰与子载波间干扰会严重影响系统性能。而
MIMO系统由于采用了多天线技术，天线之间的时延和频偏被引入到了系统。相比于SISO系
统，MIMO系统的同步更加复杂。MIMO‑OFDM系统的定时同步技术是影响系统性能的关键技
术。

[0003] 定时同步的作用是在接收端通过同步算法估计出信号的起始时刻。该算法性能的好坏直接影响到接收端是否能够正确的解调并恢复出原始数据。定时同步算法分为非数据
辅助型同步和数据辅助型同步。其中非数据辅助型同步不需要占用额外的带宽资源、计算
复杂度低且实现容易，但是如果信道条件恶化，多径衰落明显，其性能表现也会随之恶化。
数据辅助型同步是依靠训练序列在时域正交或频域正交以及序列内部的相关性来完成同
步，在恶劣信道环境下有着更好的性能。

[0004] 在多径信道下的MIMO‑OFDM系统中，一般采用数据辅助型同步。Mody于2001年最早提出了MIMO‑OFDM系统的同步方法，该算法使用构造重复训练序列的方法来进行MIMO‑OFDM
系统的同步，核心思想是利用序列内部之间的相关性来完成系统的同步工作。Mody算法的
定时测度函数不平滑，在多径信道下无法达到100％的正确率。Zhou En在Mody算法的基础
上进行了改进，使定时测度函数更加平滑，提高了Mody算法的性能，但是该算法在多径信道
下的性能仍不理想。Zelst和Schenk提出了一种基于时域正交的训练序列的同步算法，而且
训练序列在每根天线上时间相互错开，接收天线对每路信号进行延迟相关运算，该算法存
在峰值平台，在各种信道中随着信噪比增加都只能趋于100％正确率，但无法完全达到
100％正确率。Wei Wei和Yuan Xiaolu提出了基于ZC序列的WY算法，该算法性能良好，不存
在峰值平台，但是该算法存在副峰，对定时同步的正确率造成影响。

发明内容

[0005] 本发明的目的在于针对以上现有技术存在的问题，提出一种多天线系统中多径信道低信噪比环境下的定时同步方法，以避免出现副峰，提高定时同步的定时准确率。

[0006] 本发明的技术思路是：构造一种由两个相同的ZC序列组成的训练序列，不同的发送天线上的ZC序列由同一个ZC序列循环移位得到；通过对定时测度函数进行改进，消除副
峰，通过定时测度函数与门限，确定MIMO‑OFDM数据帧的开始位置。

[0007] 根据上述思路，本发明的技术方案的实现步骤包括如下：

[0008] (1)在MIMO‑OFDM系统的发送端随机生成一个M比特长度的数据帧，并将该数据帧依次经过BPSK星座映射、空频编码、调制、添加循环前缀，得到第i个发送天线上调制后的信
号数据bi(n)，n＝1,2,…,M+循环前缀长度，i＝1,2,…,Nt，Nt为发送天线总数；

[0009] (2)由两段完全相同的长度为Nc的ZC序列ci(m)和循环前缀构成训练序列，并将该训练序列添加在信号数据bi(n)之前，组成第i个发送天线的发送信号si(n)；

[0010] (3)将发送端信号si(n)经过多径信道，得到第j个接收天线上的接收信号rj(n)，j＝1,2,…,Nr，Nr为接收天线总数；

[0011] (4)令初始定时时刻d＝1，判决门限T＝T0，初始化定时同步标志flag＝0，初始化定时同步位置d0＝0，初始化定时同步时刻峰值Value＝0；

[0012] (5)计算接收天线j上的定时测度函数：

[0013]

[0014] 其中，Nc为ZC序列总长度，*表示取共轭；

[0015] (6)求解当前定时时刻d的定时测度函数值Λj(d)与前一定时时刻(d‑1)位置的定时测度函数值Λj(d‑1)的比值，并将其与门限值T0进行比较：

[0016] 若 执行(8)；

[0017] 否则，执行(7)；

[0018] (7)判断是否继续循环：

[0019] 若d0＝0，令d＝d+1，返回(5)；

[0020] 若d0≠0，且d‑d0＜256，令d＝d+1，返回(5)；

[0021] 若d0≠0，且d‑d0≥256，执行(10)；

[0022] (8)判断是否第一次出现高于判决门限T0的定时测度函数值：

[0023] 若flag＝0，令flag＝1，记录当前定时时刻d0＝d，记录当前定时测度函数值Value＝Λj(d)，令d＝d+1，返回(5)；

[0024] 若flag＝1，并且d‑d0＜256，执行(9)；

[0025] 若flag＝1，并且d‑d0≥256，执行(10)；

[0026] (9)判断是否需要更新定时同步位置与定时同步时刻峰值：

[0027] 若Value<Λj(d)，更新Value＝Λj(d)，更新d0＝d，令d＝d+1，返回(5)；

[0028] 否则，不更新Value与d0，令d＝d+1，返回(5)；

[0029] (10)选取d0作为接收天线j的最佳定时位置。

[0030] 本发明与现有技术相比具有以下优点：

[0031] 第一：由于本发明中不同天线上的训练序列由同一ZC序列循环移位得到，利用循环移位的ZC序列相互正交的特性，有效减少了训练序列的长度，节省了资源。

[0032] 第二：本发明中改进了定时测度函数的计算公式，避免了副峰的出现，使定时测度函数能够在正确的同步位置形成唯一的峰值，同时能够减少噪声因素的影响，增大尖峰脉
冲的峰值，更易于系统检测到峰值，从而可准确确定出定时同步位置。

附图说明

[0033] 图1为本发明使用的MIMO‑OFDM系统场景图；

[0034] 图2为本发明的实现流程图；

[0035] 图3为本发明中所用的训练序列帧结构；

[0036] 图4为现有技术中定时测度函数的归一化仿真图；

[0037] 图5为本发明中定时测度函数的归一化仿真图；

[0038] 图6为仿真本发明和现有技术的定时准确率的对比图。

具体实施方式

[0039] 下面结合附图对本发明实施例和效果做进一步的描述。

[0040] 参照图1，本实例的应用场景是MIMO‑OFDM系统模型，该系统包括发送端和接收端，信道采用的是多径信道。其中，发送端将二进制的数据帧序列依次进行BPSK调制，SFBC编
码，IFFT变换，并加入循环前缀，得到要发送的数据信号，并利用如图3所示的由ZC序列构成
的帧结构作为训练序列，将训练序列与数据信号进行级联得到发送端信号；接收端，将接收
的信号进行滑动自相关，得到滑动窗口的定时测度函数的最大值时，即为定时时刻。

[0041] 参照图2，本实例的具体实现步骤如下：

[0042] 步骤1，获取发送的调制信号。

[0043] (1a)在发送端构建一个随机生成的二进制数据比特帧D1，该比特帧D1长度M＝512比特；

[0044] (1b)对(1a)构建的数据帧D1进行预处理，得到第i个发送天线上的发送信号bi(n)；

[0045] (1b1)对(0,1)随机序列进行二进制相移键控BPSK星座映射：

[0046] 映射规则为：0→‑1,1→1得到信号数据D(k)；

[0047] (1b2)对信号数据D(k)进行SFBC空频编码，得到第i个发送天线上空频编码后的信号Xi(k)，i＝1,2,…,Nt，Nt为发送天线总数；

[0048] 所述SFBC空频编码，使用特定的编码矩阵进行多天线编码，下面以双发送天线的SFBC空频编码举例说明：

[0049] 双发送天线的SFBC空频编码矩阵如下所示：

[0050]

[0051] 其中De为奇数子载波上传输的数据符号，Do为偶数子载波上传输的数据符号，双天*
线SFBC编码后，第1个发送天线上传输的信号的编码过程为[De Do]→[De ‑Do ]，第2个发送
*
天线上传输的信号的编码过程为[De Do]→[Do De]；

[0052] (1b3)对信号数据Xi(k)进行512点的IFFT快速傅里叶反变换调制，得到第i个发送天线上的调制信号xi(n)：

[0053]

[0054] 其中， k＝0,1,2,......,511,n＝1,2,......,512，j为虚数单位；

[0055] (1b4)在xi(n)的尾部取64个样点复制到xi(n)的头部作为循环前缀CP，得到第i个发送天线上的离散复基带信号bi(n)。

[0056] 步骤2，获得发送端第i个发送天线上的数据信号si(n)。

[0057] (2a)选择ZC序列ci(m)构成第i个发送天线上的训练序列，如图3所示，该训练序列的帧结构为[CP ci(m) ci(m)]，其中：

[0058] CP为循环前缀；

[0059] ci(m)为良好自相关特性的ZC序列，长度为256，其中i＝1,2,…,Nt得到如下结构：

[0060]

[0061] 其中，y(p)＝exp(jπp2/N)，N为OFDM系统的子载波数，1≤p≤256，表示ZC序列中的第p位。

[0062] (2b)将(2a)所选的训练序列ci(m)添加在信号数据bi(n)之前，组成发送端第i个发送天线上的发送信号si(n)。

[0063] 步骤3，接收端获得接收信号并进行定时同步。

[0064] (3a)将发送端信号si(n)经过多径信道传输，得到第j个接收天线上的接收信号rj(n)，i＝1,2,…,Nt，j＝1,2,…,Nr，Nr为接收天线总数；

[0065] (3b)令初始定时时刻d＝1，判决门限T＝T0，初始化定时同步标志flag＝0，初始化定时同步位置d0＝0，初始化定时同步时刻峰值Value＝0；

[0066] (3c)计算第j个接收天线上的定时测度函数：

[0067]

[0068] 其中，Nc为ZC序列总长度，*表示取共轭。

[0069] 步骤4，使用判决门限进行判决。

[0070] (4a)求解第j个接收天线上当前定时时刻d的定时测度函数值Λj(d)与前一定时时刻(d‑1)位置的定时测度函数值Λj(d‑1)的比值；

[0071] (4b)将(4a)的结果与门限值T0进行比较；

[0072] 若 执行步骤6；

[0073] 否则，执行步骤5。

[0074] 步骤5，判断是否继续循环。

[0075] 若d0＝0，令d＝d+1，返回(3c)；

[0076] 若d0≠0，且d‑d0＜256，令d＝d+1，返回(3c)；

[0077] 若d0≠0，且d‑d0≥256，执行步骤8。

[0078] 步骤6，判断是否第一次出现高于判决门限T0的定时测度函数值。

[0079] 若flag＝0，令flag＝1，记录当前定时时刻d0＝d，记录当前定时测度函数值Value＝Λj(d)，令d＝d+1，返回(3c)；

[0080] 若flag＝1，并且d‑d0＜256，执行步骤7；

[0081] 若flag＝1，并且d‑d0≥256，执行步骤8。

[0082] 步骤7，判断是否需要更新定时同步位置与定时同步时刻峰值。

[0083] 若Value<Λj(d)，更新Value＝Λj(d)，更新d0＝d，令d＝d+1，返回(3c)；

[0084] 否则，不更新Value与d0，令d＝d+1，返回(3c)。

[0085] 步骤8，取d0为第j个接收天线的最佳定时位置。

[0086] 本发明的效果可以通过以下仿真进一步说明：

[0087] 一.仿真系统参数设置

[0088] 使用MATLAB R2013b仿真软件，设MIMO‑OFDM系统为2x2系统，发送端初始的二进制比特数据长度为512比特；ZC序列长度为256；循环前缀长度为64；初始定时时刻位置d＝1，
判决门限值T0＝0.7。

[0089] 设置多径信道参数如下：

[0090] 信道径数：3径信道；

[0091] 最大多径时延：5500ns；

[0092] 路径增益：0dB、‑3dB、‑9dB；

[0093] 多普勒频移：1800Hz；

[0094] 相偏：0到π的随机相位。

[0095] 二.仿真内容

[0096] 仿真1，在上述仿真系统参数设置下，设定信噪比为[‑5dB]，对现有同步算法的定时测度函数进行仿真，结果如图4所示，从图4可见，现有算法的定时测度函数存在明显的副
峰，而且噪声方差较大。

[0097] 仿真2，在上述仿真系统参数设置下，设定信噪比为[‑5dB]，对本发明的定时测度函数进行仿真，结果如图5所示，从图5可见，本发明的定时测度函数相较于现有算法没有副
峰，而且噪声方差更小，更易进行定时。

[0098] 仿真3，在上述仿真系统参数设置下，设定信噪比为[‑20dB，‑16dB，‑14dB，‑12dB，‑8dB，‑5dB]，对本发明和现有同步算法的定时准确率进行仿真，结果如图6所示，从图6中可
见现有算法在‑5dB达到99％的同步率，本发明在‑8dB达到99％的同步率，本发明相较现有
算法有3dB的性能优势，能满足多径信道低信噪比环境下的定时同步要求。

[0099] 三.对本发明中的定时测度函数进行理论分析

[0100] 现有算法中，接收天线j的定时测度函数的计算公式如下所示：

[0101]

[0102] 本发明中，对定时测度函数的计算公式进行改进，接收天线j的定时测度函数的计算公式如下所示：

[0103]

[0104] 由<1>和<2>对比可以看出，本发明将接收信号与不同发送天线训练序列的互相关值之和更改为乘积，用于去除现有算法中存在的副峰，其分析如下：

[0105] 由于训练序列带有循环前缀，而不同发送天线上的训练序列均由同一ZC序列的循环移位序列构成，这导致当d处于循环前缀中的某一位置时，某一发送天线上的ZC序列会与
之相同，从而导致相关值较大，而其他发送天线的相关值很小，累加操作引入了较大的相关
值，导致副峰的出现。由于本发明将累加操作改为乘积，当d处于循环前缀中的某一位置时，
虽然某一发送天线上的ZC序列会产生较大的相关值，但与其他较小相关值相乘后会导致乘
积变小，从而消除副峰。当d位于定时同步位置时，相较于现有算法Nt个较大相关值之和，本
发明中Nt个较大相关值的乘积会使峰值远高于现有算法，从而更易进行定时。所以本发明
相较于现有算法在多径信道低信噪比的恶劣环境下拥有更高的同步率。