一种压控振荡器

摘要

本申请提供一种压控振荡器。该压控振荡器包括：F类振荡电路，包括差分连接的第一MOS管及第二MOS管；及第一高阻网络，与所述第一MOS管的源极及所述第二MOS管的源极的共模点连接。本申请提供的压控振荡器通过在F类振荡电路的差分连接的MOS管的源端接入高阻网络，能够增加漏端的三次谐波分量，从而可以省去或者简化为得到较大的漏端三阶电压摆幅而设置的多级放大模块；而且由于具有更高的三阶分量，MOS管漏端的电压翻转的斜率更大，开关特性更好，噪声进入的时间更短，振荡器具有更低的相位噪声。

权利要求

1.一种压控振荡器，其特征在于，包括：

F类振荡电路，包括差分连接的第一MOS管及第二MOS管；及

第一高阻网络，与所述第一MOS管及所述第二MOS管的源端的共模点连接，所述第一高阻网络为能够输出二次谐波或四次谐波的LC并联谐振网络，用以增大所述源端共模点的二阶电压分量或四阶电压分量；

其中，将所述源端共模点的二阶电压分量或四阶电压分量与所述MOS管栅极的一阶电压分量通过所述MOS管的混频作用，实现所述MOS管漏端更大的三阶电压分量。

2.根据权利要求1所述的压控振荡器，其特征在于，所述F类振荡电路为NMOS结构的振荡电路，所述第一MOS管的源极和所述第二MOS管的源极的共模点经所述第一高阻网络接地。

3.根据权利要求2所述的压控振荡器，其特征在于，所述F类振荡电路还包括：第一谐振网络，连接在所述第一MOS管的栅极与所述第二MOS管的栅极之间，所述第一谐振网络包括第一电感，所述第一电感接入偏置电压；及第二谐振网络，连接在所述第一MOS管的漏极与所述第二MOS管的漏极之间，所述第二谐振网络包括与所述第一电感相对设置的第二电感，所述第二电感接入工作电压。

4.根据权利要求1所述的压控振荡器，其特征在于，所述F类振荡电路为PMOS结构的振荡电路，所述第一MOS管的源极和所述第二MOS管的源极的共模点经所述第一高阻网络接工作电压。

5.根据权利要求4所述的压控振荡器，其特征在于，所述F类振荡电路还包括：第一谐振网络，连接在所述第一MOS管的栅极与所述第二MOS管的栅极之间，所述第一谐振网络包括第一电感，所述第一电感接入偏置电压；及第二谐振网络，连接在所述第一MOS管的漏极与所述第二MOS管的漏极之间，所述第二谐振网络包括与所述第一电感相对设置的第二电感，所述第二电感接地。

6.根据权利要求1所述的压控振荡器，其特征在于，所述F类振荡电路为CMOS结构的振荡电路，所述第一MOS管的源极和所述第二MOS管的源极的共模点经所述第一高阻网络接地。

7.根据权利要求6所述的压控振荡器，其特征在于，所述压控振荡器还包括第二高阻网络，所述F类振荡电路还包括差分连接的第三MOS管及第四MOS管，所述第三MOS管的源极与所述第四MOS管的源极的共模点与所述第二高阻网络连接，并经所述第二高阻网络接入工作电压。

8.根据权利要求7所述的压控振荡器，其特征在于，所述第三MOS管的漏极与所述第一MOS管的漏极连接，所述第四MOS管的漏极与所述第二MOS管的漏极连接，所述F类振荡电路还包括：第一谐振网络，连接在所述第一MOS管的栅极与所述第二MOS管的栅极之间，所述第一谐振网络包括第一电感；及第二谐振网络，连接在所述第一MOS管的漏极与所述第三MOS管的漏极的连接线与所述第二MOS管的漏极与所述第四MOS管的漏极的连接线之间，所述第二谐振网络包括与所述第一电感相对设置的第二电感，所述第二电感与所述第一电感电连接。

说明书

一种压控振荡器

技术领域

[0001] 本申请涉及电子技术领域，具体而言，涉及一种压控振荡器。

背景技术

[0002] 随着无线通信技术的发展，人们对于无线传输的速率要求越来越高，通信的调制方式越来越复杂（如最新的WiFi6已经支持1024QAM调制（Quadrature  Amplitude Modulation，正交幅度调制）），这对振荡器的相位噪声提出了更高的要求。同时，对于集成数字Modem（调制解调器）、模拟、射频收发等的SOC（System on Chip，片上系统）芯片系统，大功率的PA（Power Amplifier，功率放大器）模块容易对VCO（voltage-controlled oscillator，压控振荡器）产生pulling影响，进一步恶化VCO的相噪，因此VCO的振荡频率通常错开PA的谐波频点（常见的VCO的谐振频率是PA工作频率的1.5倍），为了产生通信频段的时钟频率，需要将VCO的频率进行倍频。

[0003] 为减小VCO的相位噪声，MasoudBabaie等人在2013年提出一种Class F振荡器，采用变压器同时实现一阶和三阶频率的第一高阻网络，使有源MOS管漏极得到类方波的电压波形，减小了MOS管开关过程噪声至相位的转换，减小了VCO的相噪。另外，MasoudBabaie等人提出的Class F振荡器的无源谐振网络能够产生较大的三次谐波，基于此，ZhiruiZong等人于2016年提出利用Class F振荡器的三次谐波得到VCO本振频率的三倍频，这样可以省去了后续倍频的模块。然而，由于增益管M1、M2的栅极电压摆幅大，晶体管工作在大信号的非线性状态（在一个周期中的相当一部分时间会进入线性区），从而晶体管M1和M2的漏端和源极之间的导通电阻会变小，进而减小了整个网络的三阶阻抗，使得漏端三阶电压摆幅较小（此种情况下，通常漏端三阶电压分量与一阶电压分量的比值VdH3/VdH1约为0.3甚至更小），并且由于三阶分量的频率较高，为了得到较大的三阶电压摆幅，后续需要通过多级放大实现较大的电压输出，从而增加了系统的复杂度、功耗和面积。

发明内容

[0004] 本申请实施例的目的在于提供一种压控振荡器，用以省去或者简化为得到较大的漏端三阶电压摆幅而设置的多级放大模块，进而减小时钟产生系统的复杂度、功耗和面积。

[0005] 本申请实施例提供一种压控振荡器，包括：F类振荡电路，包括差分连接的第一MOS管及第二MOS管；及第一高阻网络，与所述第一MOS管的源极及所述第二MOS管的源极的共模点连接。

[0006] 本申请实施例提供的压控振荡器通过在F类振荡电路的差分连接的MOS管的源端接入高阻网络，能够增加漏端的三次谐波分量，从而可以省去或者简化为得到较大的漏端三阶电压摆幅而设置的多级放大模块；而且由于具有更高的三阶分量，MOS管漏端的电压翻转的斜率更大，开关特性更好，噪声进入的时间更短，振荡器具有更低的相位噪声。

[0007] 可选地，所述第一高阻网络为能够输出二次谐波或四次谐波的谐振网络。

[0008] 可选地，所述F类振荡电路为NMOS结构的振荡电路，所述第一MOS管的源极和所述第二MOS管的源极的共模点经所述第一高阻网络接地。

[0009] 可选地，所述F类振荡电路包括第一谐振网络，连接在所述第一MOS管的栅极与所述第二MOS管的栅极之间，所述第一谐振网络包括第一电感，所述第一电感接入工作电压；及第二谐振网络，连接在所述第一MOS管的漏极与所述第二MOS管的漏极之间，所述第二谐振网络包括与所述第一电感相对设置的第二电感，所述第二电感接入偏置电压。

[0010] 可选地，所述F类振荡电路为PMOS结构的振荡电路，所述第一MOS管的源极和所述第二MOS管的源极的共模点经所述第一高阻网络接工作电压。

[0011] 可选地，所述F类振荡电路还包括第一谐振网络，连接在所述第一MOS管的栅极与所述第二MOS管的栅极之间，所述第一谐振网络包括第一电感，所述第一电感接入偏置电压；及第二谐振网络，连接在所述第一MOS管的漏极与所述第二MOS管的漏极之间，所述第二谐振网络包括与所述第一电感相对设置的第二电感，所述第二电感接地。

[0012] 可选地，所述F类振荡电路为CMOS结构的振荡电路，所述第一MOS管的源极和所述第二MOS管的源极的共模点经所述第一高阻网络接地。

[0013] 可选地，所述压控振荡器还包括第二高阻网络，所述F类振荡电路还包括差分连接的第三MOS管及第四MOS管，所述第三MOS管的源极与所述第四MOS管的源极的共模点与所述第二高阻网络连接，并经所述第二高阻网络接入工作电压。

[0014] 可选地，所述第三MOS管的漏极与所述第一MOS管的漏极连接，所述第四MOS管的漏极与所述第二MOS管的漏极连接，所述F类振荡电路还包括：第一谐振网络，连接在所述第一MOS管的栅极与所述第二MOS管的栅极之间，所述第一谐振网络包括第一电感；及第二谐振网络，连接在所述第一MOS管的漏极与所述第三MOS管的漏极的连接线与所述第二MOS管的漏极与所述第四MOS管的漏极的连接线之间，所述第二谐振网络包括与所述第一电感相对设置的第二电感，所述第二电感与所述第一电感电连接。

[0015] 本发明实施例的压控振荡器，通过选择合适的电感和电容值，可以使得MOS管M1和MOS管M2的漏端的三阶电压分量与一阶电压分量的比值达到1左右，甚至更大，相较于现有的压控振荡器，该比值提高了10dB以上，这样便可以省去或者简化为得到较大的漏端电压摆幅而设置的多级放大模块；而且由于具有更高的三次分量，第一MOS管M1及第二MOS管M2的漏端的电压翻转的斜率更大，开关特性更好，噪声进入的时间更短，振荡器具有更低的相位噪声。

[0016] 本申请的一个或多个实施例的细节在下面的附图和描述中提出。本申请的其它特征、目的和优点将从说明书、附图以及权利要求书变得明显。

附图说明

[0017] 为了更清楚地说明本申请实施例的技术方案，下面将对本申请实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本申请的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。

[0018] 图1为本申请一实施例提供的压控振荡器的电路结构图。

[0019] 图2为本申请另一实施例提供的压控振荡器的电路结构图。

[0020] 图3为本申请又一实施例提供的压控振荡器的电路结构图。

[0021] 图标：压控振荡器-10，20，30；F类振荡电路-11，21，31；第一高阻网络-13，23，33；第一谐振网络-111，211，311；第二谐振网络-113，213，313；第二高阻网络-35；第一MOS管-M1；第二MOS管-M2；第三MOS管-M3；第四MOS管-M4；源端电压-Vs，Vs1，Vs2；栅极电压-Vg1,Vg2；漏极电压-Vd1，Vd2；第一电容-Cs；第一电感Ls；偏置电压-Vb；第二电感-Lp；第二电容-Cp；第三电感-L3；第三电容-C3；工作电压-Vdd；第四电感-L4；第四电容-C4。

具体实施方式

[0022] 为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。

[0023] 请参阅图1，本申请一实施例提供一种压控振荡器10。该压控振荡器10包括F类振荡电路11及与F类振荡电路11连接第一高阻网络13。

[0024] 本实施例中，F类振荡电路11包括差分连接的第一MOS管M1及第二MOS管M2。第一高阻网络13与第一MOS管M1的源极及第二MOS管M2的源极的共模点连接。

[0025] 本实施例中，通过将第一高阻网络13连接在第一MOS管M1的源极与第二MOS管M2的源极的共模点上，能够使得第一MOS管M1及第二MOS管M2的源端呈现高阻抗（本领域技术人员可以理解，相对于压控振荡器的一阶的阻抗达一个数量级则可认定呈现高阻抗，或者间接的在这个阻抗网络上产生的电压摆幅较为VCO本振的电压摆幅的1/10以上就算是呈现高阻抗），从而增大第一MOS管M1及第二MOS管M2的源端共模点的谐波频率（对应第一MOS管M1及第二MOS管M2的源端共模点的电压，即，源端电压Vs），而由于第一MOS管M1及第二MOS管M2的栅极分别具有较大的一阶分量（即，F类振荡电路11的本振频率，分别对应第一MOS管M1及第二MOS管M2的栅极电压Vg1和Vg2），通过MOS管的混频作用，可以将第一MOS管M1的源端的谐波频率与其栅极的一次分量进行混频处理，以及将第二MOS管M2的源端的谐波频率与其栅极的一次分量进行混频处理，由此，能够在第一MOS管M1的漏极及第二MOS管M2的漏极分别输出较大的三次谐波，而由于谐波与电压呈正相关，因此，能够在第一MOS管M1的漏极及第二MOS管M2的漏极分别输出较大的漏极电压Vd1及Vd2。通过在第一MOS管M1的源极与第二MOS管M2的源极的共模点上连接第一高阻网络13，可以使得第一MOS管M1和第二MOS管M2的漏端的三阶电压分量与一阶电压分量的比值达到1左右，甚至更大，相较于现有技术中的压控振荡器，本实施例所提供的压控振荡器将该比值提高了10dB以上，这样便可以省去或者简化为得到较大的漏端电压摆幅而设置的多级放大模块；而且由于具有更高的三次谐波，第一MOS管M1及第二MOS管M2的漏端的电压翻转的斜率更大，开关特性更好，噪声进入的时间更短，振荡器具有更低的相位噪声。

[0026] 本实施例中，F类振荡电路11为NMOS结构的振荡电路。第一MOS管M1的源极和第二MOS管M2的源极的共模点经第一高阻网络13接地。

[0027] 图1所示实施例中，F类振荡电路11包括连接在第一MOS管M1的栅极与第二MOS管M2的栅极之间的第一谐振网络111以及连接在第一MOS管M1的漏极与第二MOS管M2的漏极之间的第二谐振网络113。第一谐振网络111与第二谐振网络113并联设置。

[0028] 本实施例中，第一谐振网络111包括并联的第一电感Ls及第一电容Cs。第一电感Ls接入偏置电压Vb。第一电容Cs可以为可调电容。可以理解，此处仅为第一谐振网络111的结构示例，其他实施例中，第一谐振网络111可以包括更多与第一电感Ls和/或第一电容Cs并联或串联的电容和/或电感，本申请并不以此为限。

[0029] 第二谐振网络113包括并联的第二电感Lp和第二电容Cp。第二电感Lp与第一电感Ls相对设置，形成交流接触器Km。第二电感Lp接入工作电压Vdd。第二电容Cp可以为可调电容。可以理解，此处仅为第二谐振网络113的结构示例，其他实施例中，第二谐振网络113可以包括更多与第二电感Lp和/或第二电容Cp并联或串联的电容和/或电感，本申请并不以此为限。

[0030] 本实施例中，第一高阻网络13可以是能够输出二次谐波（即，谐波频率两倍于F类振荡电路的本振频率）或四次谐波（谐波频率四倍于F类振荡电路的本振频率）的谐振网络。第一高阻网络13可以包括并联设置的第三电容C3及第三电感L3。可选地，第三电容C3为可调电容，由此可以通过调整第三电容C3的容值，使得第一高阻网络13在整个F类振荡电路11的工作频段都能具有较高的阻抗。可以理解，此处仅为第一高阻网络13的结构示例，其他实施例中，第一高阻网络13还可以包括更多与第三电感L3和/或第三电容C3并联或串联的电容和/或电感，只要使得所述第一高阻网络13具有高阻抗即可，本申请并不以此为限。需要说明的是，本申请所说的高阻抗是指能够增大第一MOS管M1及第二MOS管M2的源端共模点的谐波频率的第一高阻网络13所具有的阻抗。

[0031] 请参阅图2，本申请另一实施例提供一种压控振荡器20。该压控振荡器20包括F类振荡电路21及与F类振荡电路21连接的第一高阻网络23。

[0032] 本实施例中，F类振荡电路21为PMOS结构的振荡电路。F类振荡电路21包括差分连接的第一MOS管M1及第二MOS管M2。第一高阻网络23与第一MOS管M1的源极及第二MOS管M2的源极的共模点连接。本实施例中，第一MOS管M1的源极和第二MOS管M2的源极的共模点经第一高阻网络23接入工作电压Vdd。

[0033] 图2所示实施例中，F类振荡电路21包括连接在第一MOS管M1的栅极与第二MOS管M2的栅极之间的第一谐振网络211以及连接在第一MOS管M1的漏极与第二MOS管M2的漏极之间的第二谐振网络213。第一谐振网络211与第二谐振网络213并联设置。

[0034] 本实施例中，第一谐振网络211包括并联的第一电感Ls及第一电容Cs。第一电感Ls接入偏置电压Vb。第一电容Cs可以为可调电容。可以理解，此处仅为第一谐振网络111的结构示例，其他实施例中，第一谐振网络211可以包括更多与第一电感Ls和/或第一电容Cs并联或串联的电容和/或电感，本申请并不以此为限。

[0035] 第二谐振网络213包括并联的第二电感Lp和第二电容Cp。第二电感Lp与第一电感Ls相对设置，形成交流接触器Km。第二电感Lp接地。第二电容Cp可以为可调电容。可以理解，此处仅为第二谐振网络213的结构示例，其他实施例中，第二谐振网络213可以包括更多与第二电感Lp和/或第二电容Cp并联或串联的电容和/或电感，本申请并不以此为限。

[0036] 本实施例中，第一高阻网络23可以是能够输出二次谐波或四次谐波的谐振网络。第一高阻网络23可以包括并联设置的第三电容C3及第三电感L3。可选地，第三电容C3为可调电容，由此可以通过调整第三电容C3的容值，使得第一高阻网络23在整个F类振荡电路21的工作频段都能具有较高的阻抗。可以理解，此处仅为第一高阻网络23的结构示例，其他实施例中，第一高阻网络23还可以包括更多与第三电感L3和/或第三电容C3并联或串联的电容和/或电感，只要使得所述第一高阻网络23具有高阻抗即可，本申请并不以此为限。

[0037] 本实施例中提供的压控振荡器20，通过将第一高阻网络23连接在第一MOS管M1的源极与第二MOS管M2的源极的共模点上，能够使得第一MOS管M1及第二MOS管M2的源端呈现高阻抗，从而增大第一MOS管M1及第二MOS管M2的源端共模点的谐波频率（对应第一MOS管M1及第二MOS管M2的源端共模点的电压，即，源端电压Vs），而由于第一MOS管M1及第二MOS管M2的栅极分别具有较大的一阶分量（即，F类振荡电路21的本振频率，分别对应第一MOS管M1及第二MOS管M2的栅极电压Vg1和Vg2），通过MOS管的混频作用，可以将第一MOS管M1的源端的谐波频率与其栅极的一次分量进行混频处理，以及将第二MOS管M2的源端的谐波频率与其栅极的一次分量进行混频处理，由此，能够在第一MOS管M1的漏极及第二MOS管M2的漏极分别输出较大的三次谐波，而由于谐波与电压呈正相关，因此，能够在第一MOS管M1的漏极及第二MOS管M2的漏极分别输出较大的漏极电压Vd1及Vd2。通过在第一MOS管M1的源极与第二MOS管M2的源极的共模点上连接第一高阻网络13，可以使得第一MOS管M1和第二MOS管M2的漏端的三阶电压分量与一阶电压分量的比值达到1左右，甚至更大，相较于现有技术中的压控振荡器，本实施例所提供的压控振荡器将该比值提高了10dB以上，这样便可以省去或者简化为得到较大的漏端电压摆幅而设置的多级放大模块；而且由于具有更高的三次谐波，第一MOS管M1及第二MOS管M2的漏端的电压翻转的斜率更大，开关特性更好，噪声进入的时间更短，振荡器具有更低的相位噪声。

[0038] 请参阅图3，本申请又一实施例提供一种压控振荡器30。该压控振荡器30包括F类振荡电路31及与F类振荡电路31连接的第一高阻网络33。

[0039] 本实施例中，F类振荡电路31为CMOS结构的振荡电路。F类振荡电路31包括差分连接的第一MOS管M1及第二MOS管M2。第一高阻网络33与第一MOS管M1的源极及第二MOS管M2的源极的共模点连接。第一MOS管M1的源极和所述第二MOS管M2的源极的共模点经第一高阻网络33接地。

[0040] 本实施例中，F类振荡电路31还包括差分连接的第三MOS管M3及第四MOS管M4。压控振荡器30还包括第二高阻网络35。第三MOS管M3的源极与第四MOS管M4的源极的共模点与第二高阻网络35连接，并经第二高阻网络35接入工作电压Vdd。

[0041] 图3所示实施例中，第三MOS管M3的漏极与第一MOS管M1的漏极连接。第四MOS管M4的漏极与第二MOS管M2的漏极连接。F类振荡电路31还包括连接在第一MOS管M1的栅极与第二MOS管M2的栅极之间的第一谐振网络311，以及连接在第一MOS管M1的漏极与第三MOS管M3的漏极的连接线与第二MOS管M2的漏极与第四MOS管M4的漏极的连接线之间的第二谐振网络313。

[0042] 本实施例中，第一谐振网络311包括并联的第一电感Ls及第一电容Cs。第一电容Cs可以为可调电容。可以理解，此处仅为第一谐振网络311的结构示例，其他实施例中，第一谐振网络311可以包括更多与第一电感Ls和/或第一电容Cs并联或串联的电容和/或电感，本申请并不以此为限。

[0043] 第二谐振网络313包括并联的第二电感Lp和第二电容Cp。第二电感Lp与第一电感Ls相对设置且相互连接，形成交流接触器Km。第二电容Cp可以为可调电容。可以理解，此处仅为第二谐振网络313的结构示例，其他实施例中，第二谐振网络313可以包括更多与第二电感Lp和/或第二电容Cp并联或串联的电容和/或电感，本申请并不以此为限。

[0044] 本实施例中，第一高阻网络33可以是能够输出二次谐波或四次谐波的谐振网络。第一高阻网络33可以包括并联设置的第三电容C3及第三电感L3。可选地，第三电容C3为可调电容，由此可以通过调整第三电容C3的容值，使得在整个F类振荡电路31的工作频段都能具有较高的阻抗。可以理解，此处仅为第一高阻网络33的结构示例，其他实施例中，第一高阻网络33还可以包括更多与第三电感L3和/或第三电容C3并联或串联的电容和/或电感，只要使得所述第一高阻网络33具有高阻抗即可，本申请并不以此为限。

[0045] 本实施例中，第二高阻网络35可以是能够输出二次谐波或四次谐波的谐振网络。第二高阻网络35可以包括并联设置的第四电容C4及第四电感L4。可选地，第四电容C4为可调电容，由此可以通过调整第四电容C4的容值，使得第二高阻网络35在整个F类振荡电路31的工作频段都能具有较高的阻抗。可以理解，此处仅为第二高阻网络35的结构示例，其他实施例中，第二高阻网络35还可以包括更多与第四电感L4和/或第四电容C4并联或串联的电容和/或电感，只要使得所述第二高阻网络35具有高阻抗即可，本申请并不以此为限。

[0046] 本实施例中提供的压控振荡器30，通过将第一高阻网络33连接在第一MOS管M1的源极与第二MOS管M2的源极的共模点上，能够使得第一MOS管M1及第二MOS管M2的源端呈现高阻抗，从而增大第一MOS管M1及第二MOS管M2的源端共模点的谐波频率（对应第一MOS管M1及第二MOS管M2的源端共模点的电压，即，源端电压Vs1），而由于第一MOS管M1及第二MOS管M2的栅极分别具有较大的一阶分量（即，F类振荡电路31的本振频率，分别对应第一MOS管M1及第二MOS管M2的栅极电压Vg1和Vg2），通过MOS管的混频作用，可以将第一MOS管M1的源端的谐波频率与其栅极的一次分量进行混频处理，以及将第二MOS管M2的源端的谐波频率与其栅极的一次分量进行混频处理，由此，能够在第一MOS管M1的漏极及第二MOS管M2的漏极分别输出较大的三次谐波，而由于谐波与电压呈正相关，因此，能够在第一MOS管M1的漏极及第二MOS管M2的漏极分别输出较大的漏极电压Vd1及Vd2；通过将第二高阻网络35连接在第三MOS管M3的源极与第四MOS管M4的源极的共模点上，能够使得第三MOS管M3及第四MOS管M4的源端呈现高阻抗，从而增大第三MOS管M3及第四MOS管M4的源端共模点的谐波频率（对应第三MOS管M3及第四MOS管M4的源端共模点的电压，即，源端电压Vs2），而由于第三MOS管M3及第四MOS管M4的栅极分别具有较大的一阶分量（即，F类振荡电路31的本振频率，分别对应第三MOS管M3及第四MOS管M4的栅极电压Vg1和Vg2），通过MOS管的混频作用，可以将第三MOS管M3的源端的谐波频率与其栅极的一次分量进行混频处理，以及将第四MOS管M4的源端的谐波频率与其栅极的一次分量进行混频处理，由此，能够在第三MOS管M3的漏极及第四MOS管M4的漏极分别输出较大的三次谐波，而由于谐波与电压呈正相关，因此，能够在第三MOS管M3的漏极及第四MOS管M4的漏极分别输出较大的漏极电压Vd1及Vd2。通过在第一MOS管M1的源极与第二MOS管M2的源极的共模点上连接第一高阻网络13，可以使得第一MOS管M1和第二MOS管M2的漏端的三阶电压分量与一阶电压分量的比值达到1左右，甚至更大，相较于现有技术中的压控振荡器，本实施例所提供的压控振荡器将该比值提高了10dB以上，这样便可以省去或者简化为得到较大的漏端电压摆幅而设置的多级放大模块；而且由于具有更高的三次谐波，第一MOS管M1及第二MOS管M2的漏端（也即，第三MOS管M3及第四MOS管M4的漏端）的电压翻转的斜率更大，开关特性更好，噪声进入的时间更短，振荡器具有更低的相位噪声。

[0047] 在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。

[0048] 以上所述仅为本申请的实施例而已，并不用于限制本申请的保护范围，对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。