抑制高开关频率碳化硅逆变器低频谐波的双载波调制方法

摘要

本发明公开一种高开关频率碳化硅逆变器的低频谐波抑制调制方法，主电路连接有抑制低频谐波的双载波调制模块和电流极性提取模块，主电路中三相输出电流输入至电流极性提取模块，获得三相基波电流，三相基波电流和三相调制波输入到抑制低频谐波的双载波调制模块，该模块输出六只碳化硅功率开关器件的驱动信号至主电路，构成了整个抑制高开关频率碳化硅逆变器低频谐波的双载波调制方法的控制环路。采用双载波与调制波比较获得驱动信号，在上下管驱动信号之间加入驱动空缺区，不需要额外加入开通延时环节来获得死区，控制环路不存在开通延时导致的延时环节，加入电流极性提取模块，根据电流极性改变双载波的幅值，达到抑制高开关频率碳化硅逆变器低频谐波的目的。

权利要求

1.一种抑制高开关频率碳化硅逆变器低频谐波的双载波调制方法，其特征在于：高开关频率碳化硅逆变器主电路连接有抑制低频谐波的双载波调制模块和电流极性提取模块，高开关频率碳化硅逆变器主电路和两个模块进行信号交换，共同组成了抑制高开关频率碳化硅逆变器低频谐波的双载波调制方法，高开关频率碳化硅逆变器主电路中三相输出电流* * * * * *

ia、ib、ic输入至电流极性提取模块，获得三相基波电流ia 、ib、ic，三相基波电流ia、ib 、ic* * *

和三相调制波ua 、ub 、uc输入到抑制低频谐波的双载波调制模块，该模块输出六只碳化硅+ – + – + –

功率开关器件的驱动信号Sa、Sa 、Sb 、Sb、Sc、Sc 至高开关频率碳化硅逆变器主电路，构成了整个抑制高开关频率碳化硅逆变器低频谐波的双载波调制方法的控制环路；

在高开关频率碳化硅逆变器主电路拓扑中，Vdc和Cdc分别为高开关频率碳化硅逆变器的+ – + – + – +

直流母线电压和直流母线电容；Qa 、Qa 、Qb 、Qb 、Qc 、Qc 为六只碳化硅功率开关器件；Sa 、– + – + –

Sa、Sb 、Sb、Sc、Sc分别为六只碳化硅功率开关器件的驱动信号；CSa、CSb、CSc为三相电流传感器，用于测得三相输出电流ia、ib、ic；La、Lb、Lc为三相滤波电感；Ra、Rb、Rc为三相负载电阻，+ – + – + – + – + –在高开关频率碳化硅逆变器中Sa 、Sa、Sb 、Sb、Sc 、Sc的高低电平状态控制Qa、Qa 、Qb、Qb 、+ –

Qc、Qc的开通关断状态，从而将直流电压Vdc变换为交流电压va、vb、vc，作用于三相滤波电感La、Lb、Lc和三相负载电阻Ra、Rb、Rc上，产生三相输出电流ia、ib、ic；

* * * * * *

在抑制低频谐波的双载波调制模块结构中，ua 、ub、uc为三相调制波；ia 、ib 、ic为三相基波电流；Sela、Selb、Selc为三相选择开关，每相开关有4个端子；Opa、Opb、Opc为三相选择开关Sela、Selb、Selc的4号端子输出的信号；以a相选择开关为例，当2号端子的输入信号a相* *

给定电流ia>0时，4号端子将连接1号端子；反之，当ia<0时，4号端子将连接3号端子；

0 * + 0 * – *

原始载波Cr上移Δu/2获得正载波Cr ，原始载波Cr 下移Δu /2获得负载波Cr ，Δu/2*

分别输入到Sela、Selb、Selc的1号端子，Δu/2取反后分别输入到Sela、Selb、Selc的3号端* * *

子；三相给定电流ia 、ib 、ic 分别输入到Sela、Selb、Selc的2号端子；三相选择开关Sela、Selb、Selc的4号端子输出Opa、Opb、Opc；

+ * * + * +

正载波Cr 与Opa叠加后ua与比较，若ua 较大则输出Sa 为高电平，若ua较小则输出Sa 为– * * – *

低电平；负载波Cr与Opa叠加后ua 与比较，若ua 较大则输出Sa为高电平，若ua 较小则输出–

Sa为低电平；

+ * * + * +

正载波Cr 与Opb叠加后ub与比较，若ub 较大则输出Sb为高电平，若ub较小则输出Sb 为– * * – *

低电平；负载波Cr与Opb叠加后ub与比较，若ub较大则输出Sb为高电平，若ub 较小则输出–

Sb为低电平；

+ * * + * +

正载波Cr 与Opc叠加后uc与比较，若uc 较大则输出Sc为高电平，若uc较小则输出Sc 为– * * – *

低电平；负载波Cr与Opc叠加后uc 与比较，若uc较大则输出Sc为高电平，若uc 较小则输出–

Sc为低电平。

2.根据权利要求1所述的抑制高开关频率碳化硅逆变器低频谐波的双载波调制方法，其特征在于：在电流极性提取模块中，包含了电流角度提取模块、CLARK变换模块、PARK变换模块、低通滤波器LP、PARK反变换模块、CLARK反变换模块；

三相输出电流ia、ib、ic通过CLARK变换模块得到αβ静止坐标系下的电流iα和iβ；

αβ静止坐标系下的电流iα和iβ通过PARK变换模块得到dq旋转坐标系下的电流id和iq；

* *

dq旋转坐标系下滤波后的电流id 和iq 通过PARK反变换模块得到αβ静止坐标系下的基* *

波电流iα和iβ；低通滤波器LP用于滤除dq旋转坐标系下的电流id和iq的高频谐波；

* * * *

αβ静止坐标系下的基波电流iα和iβ通过CLARK反变换模块得到三相基波电流ia 、ib 、*

ic；

在电流角度提取模块中，id与给定值0相减；通过比例积分调节器PI后，与基准角度100π相加；进而通过积分环节1/s进行积分，通过取余模块最终获得在0到2π之间的角度θ。

3.根据权利要求2所述的抑制高开关频率碳化硅逆变器低频谐波的双载波调制方法，其特征在于：比例积分调节器PI的表达式为：式(2)中，kp为比例系数，ki为积分系数。

4.根据权利要求2所述的抑制高开关频率碳化硅逆变器低频谐波的双载波调制方法，其特征在于：CLARK变换模块的计算公式为：

5.根据权利要求2所述的抑制高开关频率碳化硅逆变器低频谐波的双载波调制方法，其特征在于：PARK变换模块的计算公式为：

6.根据权利要求2所述的抑制高开关频率碳化硅逆变器低频谐波的双载波调制方法，其特征在于：低通滤波器LP公式为：式中，ωn为截止角频率；ζ为阻尼比。

7.根据权利要求2所述的抑制高开关频率碳化硅逆变器低频谐波的双载波调制方法，其特征在于：PARK反变换模块的计算公式为：

8.根据权利要求2所述的抑制高开关频率碳化硅逆变器低频谐波的双载波调制方法，其特征在于：CLARK反变换的计算公式为：

说明书

抑制高开关频率碳化硅逆变器低频谐波的双载波调制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及电力电子技术领域，具体的说，是一种抑制高开关频率碳化硅逆变器低频谐波的双载波调制方法。

背景技术

[0002] 碳化硅功率开关器件的开关频率可以大于100kHz，能够进一步提高逆变器的功率密度，减小逆变器整机体积。若采用含有死区的传统调制方式，输出电压会产生与电流方向
相关的误差电压脉冲，进而导致输出电流含有5次、7次等低频电流谐波。在传统调制方法
中，普遍采用单一载波与调制波比较获得驱动信号。为防止碳化硅逆变器发生直通短路故
障，通常通过开通延时环节在上下管驱动信号之间加入死区。但通过开通延时环节加入死
区，控制环路会存在与死区时间相同的延时环节，影响碳化硅逆变器的闭环控制性能。

[0003] 死区对于传统低开关频率的逆变器影响较小，往往可以忽略其对输出电压的影响。但开关频率越高，死区导致的低频电流谐波越严重。因此，对于高开关频率碳化硅逆变
器，急需一种能够减小调制延时并且抑制低频电流谐波的调制方法。

发明内容

[0004] 本发明的目的是针对上述技术问题，提出一种抑制高开关频率碳化硅逆变器低频谐波的双载波调制方法，采用双载波与调制波比较获得驱动信号，在上下管驱动信号之间
加入驱动空缺区，不需要额外加入开通延时环节来获得死区，并且控制环路不存在开通延
时导致的延时环节，在此基础上，加入电流极性提取模块，根据电流极性改变双载波的幅
值，达到抑制高开关频率碳化硅逆变器低频谐波的目的。

[0005] 本发明是以如下技术方案实现的：一种抑制高开关频率碳化硅逆变器低频谐波的双载波调制方法，高开关频率碳化硅逆变器主电路连接有抑制低频谐波的双载波调制模块
和电流极性提取模块，高开关频率碳化硅逆变器主电路和两个模块进行信号交换，共同组
成了抑制高开关频率碳化硅逆变器低频谐波的双载波调制方法，高开关频率碳化硅逆变器
* * *
主电路中三相输出电流ia、ib、ic输入至电流极性提取模块，获得三相基波电流ia、ib、ic ，
* * * * * *
三相基波电流ia、ib 、ic和三相调制波ua、ub 、uc输入到抑制低频谐波的双载波调制模块，
+ – + – + –
该模块输出六只碳化硅功率开关器件的驱动信号Sa、Sa、Sb、Sb、Sc、Sc至高开关频率碳化
硅逆变器主电路，构成了整个抑制高开关频率碳化硅逆变器低频谐波的双载波调制方法的
控制环路。

[0006] 优选的，在高开关频率碳化硅逆变器主电路拓扑中，Vdc和Cdc分别为高开关频率碳+ – + – + –
化硅逆变器的直流母线电压和直流母线电容；Qa、Qa、Qb 、Qb、Qc、 Qc为六只碳化硅功率开
+ – + – + –
关器件；Sa、Sa、Sb 、Sb、Sc、Sc分别为六只碳化硅功率开关器件的驱动信号；CSa、CSb、CSc为
三相电流传感器，用于测得三相输出电流ia、ib、ic；La、Lb、Lc为三相滤波电感；Ra、Rb、Rc为三
+ – + – + – +
相负载电阻，在高开关频率碳化硅逆变器中Sa、Sa、Sb、Sb、Sc 、Sc的高低电平状态控制Qa 、 
– + – + –
Qa、Qb、Qb 、Qc、Qc的开通关断状态，从而将直流电压Vdc变换为交流电压 va、vb、vc，作用于
三相滤波电感La、Lb、Lc和三相负载电阻Ra、Rb、Rc上，产生三相输出电流ia、ib、ic。

[0007] 优选的，在抑制低频谐波的双载波调制模块结构中，ua*、ub*、uc*为三相调制波；ia*、* *
ib、ic为三相基波电流；Sela、Selb、Selc为三相选择开关，每相开关有4个端子；Opa、Opb、Opc
为三相选择开关Sela、Selb、Selc的4号端子输出的信号；以a相选择开关为例，当2号端子的
* *
输入信号a相给定电流ia>0时，4 号端子将连接1号端子；反之，当ia<0时，4号端子将连接3
号端子；

[0008] 原始载波Cr0上移Δu*/2获得正载波Cr+，原始载波Cr0下移Δu*/2获得负载波Cr–，Δ* *
u/2分别输入到Sela、Selb、Selc的1号端子，Δu/2取反后分别输入到 Sela、Selb、Selc的3号
* * *
端子；三相给定电流ia 、ib、ic分别输入到Sela、Selb、 Selc的2号端子；三相选择开关Sela、
Selb、Selc的4号端子输出Opa、Opb、Opc；

[0009] 正载波Cr+与Opa叠加后ua*与比较，若ua*较大则输出Sa+为高电平，若ua*较小则输出+ – * * – *
Sa为低电平；负载波Cr与Opa叠加后ua与比较，若ua 较大则输出 Sa 为高电平，若ua较小则
–
输出Sa为低电平；

[0010] 正载波Cr+与Opb叠加后ub*与比较，若ub*较大则输出Sb+为高电平，若ub*较小则输出+ – * * – *
Sb为低电平；负载波Cr与Opb叠加后ub与比较，若ub较大则输出 Sb 为高电平，若ub较小则
–
输出Sb为低电平；

[0011] 正载波Cr+与Opc叠加后uc*与比较，若uc*较大则输出Sc+为高电平，若uc*较小则输出+ – * * – *
Sc为低电平；负载波Cr与Opc叠加后uc与比较，若uc较大则输出 Sc 为高电平，若uc较小则
–
输出Sc为低电平。

[0012] 优选的，在电流极性提取模块中，包含了电流角度提取模块、CLARK变换模块、PARK变换模块、低通滤波器LP、PARK反变换模块、CLARK反变换模块；

[0013] 三相输出电流ia、ib、ic通过CLARK变换模块得到αβ静止坐标系下的电流 iα和iβ；

[0014] αβ静止坐标系下的电流iα和iβ通过PARK变换模块得到dq旋转坐标系下的电流id和iq；

[0015] dq旋转坐标系下滤波后的电流id*和iq*通过PARK反变换模块得到αβ静止坐标系下* *
的基波电流iα和iβ；

[0016] αβ静止坐标系下的基波电流iα*和iβ*通过CLARK反变换模块得到三相基波电流ia*、* *
ib、ic ；低通滤波器LP用于滤除dq旋转坐标系下的电流id和iq的高频谐波，消除高频谐波对
电流极性判断的影响；

[0017] 在电流角度提取模块中，id与给定值0相减；通过比例积分调节器PI后，与基准角度100π相加；进而通过积分环节1/s进行积分，通过取余模块最终获得在0到2π之间的角度
θ。

[0018] 优选的，比例积分调节器PI的表达式为：

[0019]

[0020] 式(2)中，kp为比例系数，ki为积分系数。

[0021] 优选的，CLARK变换模块的计算公式为：

[0022]

[0023] 优选的，PARK变换模块的计算公式为：

[0024]

[0025] 优选的，本发明中采用的低通滤波器LP公式为：

[0026]

[0027] 式中，ωn为截止角频率，取为200πrad/s；ζ为阻尼比，取为0.707。

[0028] 优选的，PARK反变换模块的计算公式为：

[0029]

[0030] 优选的，CLARK反变换的计算公式为：

[0031]

[0032] 本发明与现有技术相比的有益效果为：

[0033] 1)与传统单载波的调制方法不同，本发明通过双载波与调制波比较获得驱动空缺区，代替传统开通延时产生的死区，避免直通短路的同时，能够有效减小高开关频率碳化硅
逆变器的控制环路延时；

[0034] 2)本发明分析了双载波调制时的误差脉冲，通过对双载波的幅值进行调整，消除了误差脉冲，误差脉冲的消除能够有效抑制高开关频率碳化硅逆变器的低频电流谐波。

附图说明

[0035] 图1高开关频率碳化硅逆变器主电路拓扑图；

[0036] 图2ia>0时双载波调制方法输出电压分析原理图；

[0037] 图3ia>0时抑制高开关频率碳化硅逆变器低频谐波的双载波调制方法输出电压分析原理图；

[0038] 图4抑制低频谐波的双载波调制模块结构图；

[0039] 图5电流极性提取模块结构图；

[0040] 图6三个模块之间的信号交换示意图；

[0041] 图7含有死区的传统调制方法获得的三相电流波形图；

[0042] 图8抑制高开关频率碳化硅逆变器低频谐波的双载波调制方法获得的三相电流波形图。

具体实施方式

[0043] 为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。

[0044] 参见图1，在高开关频率碳化硅逆变器主电路拓扑中，Vdc和Cdc分别为高开关频率+ – + – + –
碳化硅逆变器的直流母线电压和直流母线电容；Qa、Qa、Qb 、Qb、Qc、 Qc为六只碳化硅功率
+ – + – + –
开关器件；Sa、Sa 、Sb、Sb、Sc、Sc分别为六只碳化硅功率开关器件的驱动信号；CSa、CSb、CSc
为三相电流传感器，用于测得三相输出电流ia、ib、ic；La、Lb、Lc为三相滤波电感；Ra、Rb、Rc为
+ – + – + –
三相负载电阻。在高开关频率碳化硅逆变器中Sa 、Sa 、Sb、Sb、Sc 、Sc的高低电平状态控制
+ – + – + –
Qa、 Qa 、Qb、Qb 、Qc、Qc的开通关断状态。从而，将直流电压Vdc变换为交流电压va、vb、vc，作
用于三相滤波电感La、Lb、Lc和三相负载电阻Ra、Rb、Rc上，产生三相输出电流ia、ib、ic。

[0045] 参见图2，分析ia>0时双载波调制方法输出电压的原理。图中，Δu*为载波调整幅* 0 + –
值；ua为A相调制波；Cr 、Cr和Cr分别为原始载波、正载波和负载波； Tu为驱动空缺区宽度；
*
videal为理想输出电压；vreal为实际输出电压；verror为输出误差电压。载波调整幅值Δu的计
算公式为：

[0046] △u*＝2fsCmTu  (1)

[0047] 式中，fs为开关频率，Cm为Cr0、Cr+和Cr–的幅值，大小等于直流母线电压的一半，即Vdc/2。

[0048] 在驱动空缺区Tu中，Sa+和Sa–同时为低电平，能够防止逆变器直通短路。驱动空缺区* + + * – – * 0
用于替代传统开通延时产生的死区。ua 与Cr比较获得Sa ，ua 与Cr比较获得Sa 。ua 与Cr的
+ –
交点处对应理想输出电压videal电压阶跃处。在驱动空缺区，输出电流ia>0时，Sa 和Sa都为
低电平时，输出电压由下面功率开关器件的二极管续流产生，此时输出低电压。因此，实际
输出电压vreal在驱动空缺区Tu区间输出低电压。如图2所示，实际输出电压vreal与理想输出
电压videal之间产生了宽度为Tu/2的误差电压verror。

[0049] 参见图3，分析ia>0时抑制高开关频率碳化硅逆变器低频谐波的双载波调制方法+ – * * +
输出电压的原理。图3中，Cr和Cr下移Δu/2，ua 与Cr的两个交点向内移动 Tu/2的距离，同
* – + –
时ua 与Cr的交点也向内移动Tu/2的距离。此时，Sa 与Sa 之间仍然存在Tu宽度的驱动空缺
区，能够防止逆变器发生直通短路。通过图3可以看到，实际输出电压vreal与理想输出电压
videal两者完全相同，误差电压verror为零，消除了图2所示的宽度为Tu/2的误差电压。

[0050] 参见图4，在抑制低频谐波的双载波调制模块结构中，ua*、ub*、uc*为三相调制波；* * *
ia、ib、ic为三相基波电流；Sela、Selb、Selc为三相选择开关，每相开关有4个端子；Opa、Opb、
Opc为三相选择开关Sela、Selb、Selc的4号端子输出的信号。以a相选择开关为例，当2号端子
* *
的输入信号a相给定电流ia >0时，4 号端子将连接1号端子；反之，当ia <0时，4号端子将连
接3号端子。

[0051] 原始载波Cr0上移Δu*/2获得正载波Cr+，原始载波Cr0下移Δu*/2获得负载波Cr–。Δ* *
u/2分别输入到Sela、Selb、Selc的1号端子，Δu/2取反后分别输入到 Sela、Selb、Selc的3号
* * *
端子，三相给定电流ia 、ib、ic分别输入到Sela、Selb、 Selc的2号端子。三相选择开关Sela、
Selb、Selc的4号端子输出Opa、Opb、Opc。

[0052] 正载波Cr+与Opa叠加后ua*与比较，若ua*较大则输出Sa+为高电平，若ua*较小则输出+ – * * – *
Sa为低电平。负载波Cr与Opa叠加后ua与比较，若ua 较大则输出 Sa 为高电平，若ua较小则
–
输出Sa为低电平。

[0053] 正载波Cr+与Opb叠加后ub*与比较，若ub*较大则输出Sb+为高电平，若ub*较小则输出+ – * * – *
Sb为低电平。负载波Cr与Opb叠加后ub与比较，若ub较大则输出 Sb 为高电平，若ub较小则
–
输出Sb为低电平。

[0054] 正载波Cr+与Opc叠加后uc*与比较，若uc*较大则输出Sc+为高电平，若uc*较小则输出+ – * * – *
Sc为低电平。负载波Cr与Opc叠加后uc与比较，若uc较大则输出 Sc 为高电平，若uc较小则
–
输出Sc为低电平。

[0055] 参见图5，在电流极性提取模块中，包含了电流角度提取模块、CLARK变换模块、PARK变换模块、低通滤波器LP、PARK反变换模块、CLARK反变换模块。iα和iβ为αβ静止坐标系
* * *
下的电流；id和iq为dq旋转坐标系下的电流；id 和 iq为dq旋转坐标系下滤波后的电流；iα
*
和iβ为αβ静止坐标系下的基波电流；θ为电流角度。

[0056] 在电流角度提取模块中，id与给定值0相减；通过比例积分调节器PI后，与基准角度100π相加；进而通过积分环节1/s进行积分，通过取余模块最终获得在0到2π之间的角度
θ。比例积分调节器PI的表达式为：

[0057]

[0058] 式(2)中，kp为比例系数，ki为积分系数。在本发明中，将kp设定为25，将 ki设定为3000。

[0059] 参见图5，三相输出电流ia、ib、ic通过CLARK变换得到αβ静止坐标系下的电流iα和iβ。CLARK变换的计算公式为：

[0060]

[0061] αβ静止坐标系下的电流iα和iβ通过PARK变换得到dq旋转坐标系下的电流 id和iq。PARK变换的计算公式为：

[0062]

[0063] dq旋转坐标系下的电流id和iq通过低通滤波器LP得到dq旋转坐标系下滤波后的电* *
流id和iq。本发明中采用的低通滤波器LP公式为：

[0064]

[0065] 式中，ωn为截止角频率，取为200πrad/s；ζ为阻尼比，取为0.707。

[0066] dq旋转坐标系下滤波后的电流id*和iq*通过PARK反变换模块得到αβ静止坐标系下* *
的基波电流iα和iβ。PARK反变换的计算公式为：

[0067]

[0068] αβ静止坐标系下的基波电流iα*和iβ*通过CLARK反变换模块得到三相基波电流ia*、* *
ib、ic。CLARK反变换的计算公式为：

[0069]

[0070] 在图6中，包含了高开关频率碳化硅逆变器主电路、抑制低频谐波的双载波调制模块和电流极性提取模块。三个模块进行信号交换，共同组成了抑制高开关频率碳化硅逆变
* * * * * *
器低频谐波的双载波调制方法。三相调制波ua、ub、uc 和三相基波电流ia、ib、ic输入到抑
+ – + –
制低频谐波的双载波调制模块，输出六只碳化硅功率开关器件的驱动信号Sa 、Sa 、Sb、Sb 、
+ –
Sc 、Sc至高开关频率碳化硅逆变器主电路，三相输出电流ia、ib、ic输入至电流极性提取模
* * *
块，获得三相基波电流 ia 、ib、ic。至此，构成了整个抑制高开关频率碳化硅逆变器低频谐
波的双载波调制方法的控制环路。

[0071] 为验证本发明提出的抑制高开关频率碳化硅逆变器低频谐波的双载波调制方法，在Matlab/Simulink中搭建了高开关频率碳化硅逆变器仿真模型。直流母线电压Vdc为600V，
直流母线电容Cdc为2200μF，三相滤波电感La、Lb、Lc为 1mH，三相负载电阻Ra、Rb、Rc为10Ω，开
*
关频率fs为100kHz，驱动空缺区Tu为0.5μs，载波调整幅值Δu为30。

[0072] 作为对比，首先采用含有死区的传统调制方法，获得的三相电流波形如图7 所示。可见，三相电流波形畸变严重，通过傅里叶分析可得其中a相电流的畸变率为3.08％。

[0073] 应用本发明提出的抑制高开关频率碳化硅逆变器低频谐波的双载波调制方法，获得的三相输出电流波形如图8所示。可见，三相电流的波形正弦度显著提高，通过傅里叶分
析可得其中a相电流的畸变率为1.71％。相比图7所示的含有死区的传统调制方法获得的电
流波形，图8的电流波形中低频谐波含量显著减小，验证了本发明方法的有效性。

[0074] 以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非是对本发明作其它形式的限制，任何熟悉本专业的技术人员可能利用上述揭示的技术内容加以变更或改型为等同变化的等
效实施例应用于其它领域，但是凡是未脱离本发明技术方案内容，依据本发明的技术实质
对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与改型，仍属于本发明技术方案的保护范围。