一种无电解电容变频驱动系统谐振抑制方法和系统

摘要

本发明公开了一种无电解电容变频驱动系统谐振抑制方法和系统，属于永磁同步电机驱动控制领域，方法包括：提取母线电压谐波分量；将母线电压谐振分量乘以反馈比例增益，得到系统的阻尼电流；将阻尼电流乘以当前的母线电压，得到逆变器输入侧的等效阻尼功率，将驱动系统输入侧的LC振荡转换到逆变器的输出侧；将逆变器输入侧的等效阻尼功率除以逆变器当前的输出电流，得到逆变器的等效阻尼输出电压，并根据电机α、β轴电流，将等效阻尼输出电压叠加到α轴的阻尼电压和β轴的阻尼电压上，使谐振成分被电机电流吸收，实现LC谐振抑制。本发明不仅能有效抑制驱动系统中的LC谐振，还能提高无电解电容驱动系统的功率因数，计算简单，易于数字化实现。

权利要求

1.一种无电解电容变频驱动系统谐振抑制方法，其特征在于，包括：S1.采用预先设计的高通滤波器提取母线电压谐波分量；

S2.将母线电压谐波分量乘以反馈比例增益，得到系统的阻尼电流；阻尼电流idamp的计算公式为：

udc为驱动系统的母线电压，ug为网侧输入电压，iinv为逆变器输入电流，ωH为高通滤波器的截止频率，K为反馈比例增益；

S3.将阻尼电流乘以当前的母线电压，得到逆变器输入侧的等效阻尼功率，将驱动系统输入侧的LC振荡转换到逆变器的输出侧；

S4.将逆变器输入侧的等效阻尼功率除以逆变器当前的输出电流，得到逆变器的等效阻尼输出电压，并根据电机α、β轴电流，计算等效阻尼输出电压分配到α轴和β轴的阻尼注入电压；

S5.将α轴和β轴的阻尼注入电压分别叠加到α轴的阻尼电压和β轴的阻尼电压上，使谐振成分被电机电流吸收，实现LC谐振抑制。

2.根据权利要求1所述的一种无电解电容变频驱动系统谐振抑制方法，其特征在于，预先设计的高通滤波器截止频率ωH为：式中，Lg为网侧输入电感，Cdc为母线电容，ωr为Lg与Cdc之间的谐振频率。

3.根据权利要求2所述的一种无电解电容变频驱动系统谐振抑制方法，其特征在于，步骤S2中的反馈比例增益K为：

式中，ε为无电解电容永磁同步电机变频驱动系统的阻尼比。

4.根据权利要求1所述的一种无电解电容变频驱动系统谐振抑制方法，其特征在于，步骤S4中逆变器的等效阻尼输出电压Δuαβ的计算方法为：其中，iα和iβ为αβ坐标系下α轴和β轴的电流，Pdamp为逆变器输入侧的等效阻尼功率。

5.根据权利要求4所述的一种无电解电容变频驱动系统谐振抑制方法，其特征在于，步骤S4中α轴和β轴的阻尼注入电压Δuα和Δuβ计算方法为：

6.一种无电解电容变频驱动系统谐振抑制系统，其特征在于，该系统采用权利要求1‑5任一项所述的一种无电解电容变频驱动系统谐振抑制方法。

说明书

一种无电解电容变频驱动系统谐振抑制方法和系统

技术领域

[0001] 本发明属于永磁同步电机驱动控制技术领域，更具体地，涉及一种无电解电容变频驱动系统谐振抑制方法和系统。

背景技术

[0002] 在传统的交‑直‑交变频驱动系统中，由于电解电容的存在，导致整个变频驱动系统体积庞大、成本高、使用寿命低，同时输入功率因素较低且存在网侧电流谐波，因此用薄
膜电容或陶瓷电容取代传统的电解电容，即无电解电容变频驱动系统。

[0003] 无电解电容永磁同步电机变频驱动系统主电路拓扑结构如图1所示，图中Lg，Cdc为网侧输入电感和母线电容，Rg为输入线电阻；由于没有电解电容做储能和平滑，母线电压周
期波动，且输入线电阻Rg阻值很小，系统阻尼能力很弱，很容易在电感Lg和电容Cdc之间形成
LC谐振。

[0004] 在输入电流和母线电压中均含有LC振荡成分，网侧输入电流谐波增大，功率因素也随之下降，严重影响了系统网侧输入质量，并对网侧电流造成污染。目前抑制LC谐波振荡
的方法主要分为无源阻尼和有源阻尼。无源阻尼需要增加电阻、电感和电容等器件，增加了
系统的功耗。

[0005] 有源阻尼则不需要修改硬件，用软件方法构建新的阻尼回路，在工程应用中具有更大的优势。但是在当前的有源阻尼控制方法中，没有考虑电机制动时母线电压泵升的情
况。如图3所示，母线电压的泵升同样会被高通滤波器检测到。当阻尼电压叠加到电机端时，
有源阻尼控制会抑制母线电压的升高，母线会处于低电压状态，导致输入电流一直被箝位
在零电流。箝位时间越长，图1中整流二极管导通角变小，电网电流正弦度越差，电流谐波增
大，功率因数下降。

发明内容

[0006] 针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种无电解电容变频驱动系统谐振抑制方法和系统，其目的在于解决当前有源阻尼控制方法由于没有考虑电机制动时
母线电压泵升的情况，而造成电流谐波增大，功率因数下降的技术问题。

[0007] 为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种无电解电容变频驱动系统谐振抑制方法，包括：

[0008] S1.采用预先设计的高通滤波器提取母线电压谐波分量；

[0009] S2.将母线电压谐振分量乘以反馈比例增益，得到系统的阻尼电流；

[0010] S3.将阻尼电流乘以当前的母线电压，得到逆变器输入侧的等效阻尼功率，将驱动系统输入侧的LC振荡转换到逆变器的输出侧；

[0011] S4.将逆变器输入侧的等效阻尼功率除以逆变器当前的输出电流，得到逆变器的等效阻尼输出电压，并根据电机α、β轴电流，计算等效阻尼输出电压分配到α轴和β轴的阻尼
注入电压；

[0012] S5.将α轴和β轴的阻尼注入电压分别叠加到α轴的阻尼电压和β轴的阻尼电压上，使谐振成分被电机电流吸收，实现LC谐振抑制。

[0013] 进一步地，预先设计的高通滤波器截止频率ωH为：

[0014]

[0015]

[0016] 式中，Lg为网侧输入电感，Cdc为母线电容，ωr为Lg与Cdc之间的谐振频率。

[0017] 进一步地，根据以下公式提取母线电压谐波分量△udc

[0018]

[0019] 式中，udc为驱动系统的母线电压，ug为网侧输入电压，即母线电压的基波分量，iinv为逆变器输入电流。

[0020] 进一步地，步骤S2中的反馈比例增益K为：

[0021]

[0022] 式中，ε为无电解电容永磁同步电机变频驱动系统的阻尼比。

[0023] 进一步地，步骤S3中逆变器的等效阻尼输出电压△uαβ的计算方法为：

[0024]

[0025] 其中，iα和iβ为αβ坐标系下α轴和β轴的电流，Pdamp为逆变器输入侧的等效阻尼功率。

[0026] 进一步地，步骤S4中α轴和β轴的阻尼注入电压△uα和△uβ计算方法为：

[0027]

[0028] 按照本发明的另一方面，提供了一种无电解电容变频驱动系统谐振抑制系统，该系统采用上述无电解电容变频驱动系统谐振抑制方法。

[0029] 总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，能够取得下列有益效果。

[0030] 本发明首先设计高通滤波器提取母线电压中的LC谐振成分，然后设计母线电压阻尼反馈控制回路计算出阻尼电流，根据功率平衡关系，将阻尼电流转换为电机当前端电压，
注入到电机参考坐标系中，最后被永磁同步电机吸收以实现对LC谐振的抑制。本发明方法
通过对高通滤波器的改进，在电网电流箝位时，允许母线电压泵升，减小电网电流箝位时
间，使其更接近正弦波，从而降低了电网电流谐波。该方法不仅能有效抑制驱动系统中的LC
谐振，而且能提高无电解电容驱动系统的功率因数，且计算简单，易于数字化实现，对于提
高驱动系统网侧电流质量，具有很重要的理论和实际意义。

附图说明

[0031] 图1为现有技术中无电解电容永磁同步电机变频驱动系统总体结构图；

[0032] 图2为现有技术中无电解电容永磁同步电机变频驱动系统网侧等效电路图；

[0033] 图3为本发明实施例提供的无电解电容变频驱动系统谐振抑制方法控制结构图；

[0034] 图4为本发明实施例提供的母线电压阻尼反馈控制结构图；

[0035] 图5为本发明实施例提供的阻尼电流注入后等效电路图；

[0036] 图6为本发明实施例提供的未采用任何谐振抑制策略时的电网电流波形；

[0037] 图7为本发明实施例提供的未采用任何谐振抑制策略时电网电流分析图；

[0038] 图8为本发明实施例提供的采用传统阻尼控制方法，没有考虑逆变器电流方向时的电网电流波形；

[0039] 图9为本发明实施例提供的采用传统阻尼控制方法时电网电流谐波分析对图；

[0040] 图10为本发明实施例提供的采用本发明提出的谐振抑制方法时的电网电流波形；

[0041] 图11为本发明实施例提供的采用本发明提出的谐振抑制方法时电网电流谐波分析图。

具体实施方式

[0042] 为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并
不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要
彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

[0043] 图2为无电解电容永磁同步电机变频驱动系统小信号等效电路图，图中ig为电网输入电流，ic为母线电容输入电流，udc为母线电压，iinv为逆变器输入电流。逆变器和电机可
以等效为一个可变电流源，输出电流由电机当前负载决定。参考图2，母线电压波动包含有
谐振成分，可以从母线电压中提取谐振成分进而对系统进行阻尼控制，抑制谐振。

[0044] 参考图3，本发明提供了一种无电解电容变频驱动系统谐振抑制方法，包括：

[0045] S1.采用预先设计的高通滤波器提取母线电压谐波分量；

[0046] 具体地，设计一个高通滤波器HPF提取母线电压中的谐振成分△udc。提取方法为：

[0047]

[0048] 式中udc为驱动系统的母线电压，ug为网侧输入电压，在此处代表母线电压的基波分量，iinv为逆变器输入电流，iinv>0意味着永磁同步电机工作在电动状态；iinv<＝0意味着
永磁同步电机工作在发电状态，电流由电机侧流向母线电容，对电容充电，母线电压升高。
母线电压此时泵升并不是LC谐振成分，如果此时抑制母线电压的泵升，会导致整流二极管
开通时间延迟，二极管导通角变小，驱动系统的低次输入电流谐波增加，功率因数下降，因
此，本发明根据逆变器电流的方向，在高通滤波器中将该成分去掉。其中，iinv逆变器电流的
计算方法为：

[0049] iinv＝iada+ibdb+icdc    (2)

[0050] 式中ia，ib和ic为永磁同步电机输出三相对应的相电流，da，db和dc为永磁同步电机输出三相对应的占空比。

[0051] 高通滤波器的截止频率ωH为：

[0052]

[0053]

[0054] 式中，Lg为网侧输入电感，Cdc为母线电容，ωr为Lg与Cdc之间的谐振频率。在式(3)的范围内，本发明中高通滤波器截止频率ωH尽可能小。

[0055] S2.将母线电压谐振分量乘以反馈比例增益，得到系统的阻尼电流；

[0056] 具体地，构建母线电压阻尼反馈回路，如图4所示，在母线电压和阻尼电流之间建立反馈回路，即将步骤S1中提取到的母线电压谐振分量△udc乘以反馈比例增益，得到系统
的阻尼电流idamp，计算方法为：

[0057] idamp＝K△udc    (5)

[0058] 式中，K为反馈比例增益，可以根据系统的阻尼比来确定，计算方法为：

[0059]

[0060] 式中，ε为无电解电容永磁同步电机变频驱动系统的阻尼比，本发明实施例中阻尼比的取值为ε＝0.707。

[0061] S3.将阻尼电流乘以当前的母线电压，得到逆变器输入侧的等效阻尼功率，将驱动系统输入侧的LC振荡转换到逆变器的输出侧；

[0062] 具体地，参考图5，逆变器输入侧的等效阻尼功率Pdamp的计算方法为：

[0063] Pdamp＝idampudc    (7)

[0064] S4.将逆变器输入侧的等效阻尼功率除以逆变器当前的输出电流，得到逆变器的等效阻尼输出电压，并根据电机α、β轴电流，计算等效阻尼输出电压分配到α轴和β轴的阻尼
注入电压；

[0065] 具体地，逆变器的等效阻尼输出电压，即电机等效的注入阻尼电压△uαβ，计算方法为：

[0066]

[0067] 其中，iα和iβ为αβ坐标系下α轴和β轴的电流。

[0068] 根据电机静止坐标系的电流iα和iβ，计算分配到α轴的阻尼电压△uα和β轴的阻尼电压△uβ，计算方法为：

[0069]

[0070] S5.将α轴和β轴的阻尼注入电压分别叠加到α轴的阻尼电压和β轴的阻尼电压上，使谐振成分被电机电流吸收，实现LC谐振抑制。

[0071] 为了验证本发明方法的有效性，本发明实施例分别采用不同的阻尼控制方法进行网侧电流控制，图6、图7分别为未采用谐振抑制方法时的网侧电流波形图和谐波分析图，图
8、图9分别为采用传统阻尼控制方法，未考虑逆变器电流方向的谐振抑制方法时的网侧电
流波形图和谐波分析图，图10、图11分别为本发明所提出谐振抑制方法时的网侧电流波形
图和谐波分析图。从图6、图7可以看出，网侧输入电流中包含有明显的谐振成分，当谐振电
流的幅值进一步增大时，会损坏电容和逆变器等，从而影响系统的稳定性、可靠性。同时，在
谐振频率附近，电流谐波很大，甚至超出了EN61000‑3‑2标准，对电网电流造成污染。从图8、
图9可以看出，谐振得到了有效抑制，由于没有考虑逆变器电流方向，网侧电流波形类似于
三角波，其低次谐波幅值会很大，因此网侧功率因数降低。从图10、图11可以看出，网侧电流
波形更接近正弦波，整流桥二极管导通时间长，不仅有效抑制了LC谐振，而且能提高系统网
侧输入功率因数。

[0072] 本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含
在本发明的保护范围之内。