一种零输入电流纹波高增益DC-DC变换器

摘要

本发明涉及一种零输入电流纹波高增益DC‑DC变换器。包括直流输入电源，开关管，耦合电感，第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管，第一电感、第二电感，第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第五电容和负载。本发明的零输入电流纹波高增益直流变换器将耦合电感变比升压、电容二极管升压网络和钳位电容相结合，实现高电压增益、零输入纹波和高变换效率等，非常适用于光伏、燃料电池等需要高升压比的新能源发电应用场合。

权利要求

1.一种零输入电流纹波高增益DC‑DC变换器，其特征在于，包括直流输入电源，开关管，耦合电感，第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管，第一电感、第二电感，第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第五电容和负载；直流输入电源的正极经第二电感与第一电感的一端、第一电容的一端连接，直流输入电压的负极与开关管的源极、第二电容的一端、第五电容的一端、负载的一端连接，第一电感的另一端与第一二极管的阳极、第二二极管的阳极连接，第一电容的另一端与第一二极管的阴极、第三电容的一端、耦合电感原边绕组的第一端连接，第二二极管的阴极与开关管的漏极、耦合电感原边绕组的第二端、第三二极管的阳极、耦合电感副边绕组的第一端连接，耦合电感副边绕组的第二端与第四电容的一端连接，第三电容的另一端与第二电容的另一端、第三二极管的阴极、第四二极管的阳极连接，第四二极管的阴极与第五二极管的阳极、第四电容的另一端连接，第五二极管的阴极与第五电容的另一端、负载的另一端连接。

2.根据权利要求1所述的一种零输入电流纹波高增益DC‑DC变换器，其特征在于，所述零输入电流纹波高增益DC‑DC变换器将耦合电感变比升压、电容二极管升压网络和钳位电容相结合，实现高增益和零输入电流纹波的功能。

3.根据权利要求1所述的一种零输入电流纹波高增益DC‑DC变换器，其特征在于，所述零输入电流纹波高增益DC‑DC变换器利用第一电容、第二电容和第三电容的钳位作用使第二电感两端电压接近于零，实现零输入电流纹波。

4.根据权利要求1所述的一种零输入电流纹波高增益DC‑DC变换器，其特征在于，所述零输入电流纹波高增益DC‑DC变换器的电压增益为 其中，n为耦合电感副边与原边的匝数比，D为开关管工作占空比。

5.根据权利要求1所述的一种零输入电流纹波高增益DC‑DC变换器，其特征在于，所述零输入电流纹波高增益DC‑DC变换器的工作方式如下：(1)模态1(t0‑t1)：t0时刻，开关管S导通，第二二极管VD2、第五二极管VDo导通，第一二极管VD1、第三二极管VD3、第四二极管VD4截止；直流输入电源Vin通过第二二极管VD2和开关管S给第一电感L1充电，电感电流iL1线性增加；直流输入电源Vin与第二电感La、第一电容C1串联在一起通过开关管S给耦合电感原边绕组励磁电感充电，原边电流ip线性快速增加；耦合电感副边绕组与第四电容C4串联通过输出第五二极管VDo向负载侧传递能量；第二电容C2通过开关管S向第三电容C3放电，当t1时刻，第五二极管VDo电流iVDo减为0时，此模态结束；

(2)模态2(t1‑t2)：开关管S继续导通，第二二极管VD2、第四二极管VD4导通，第一二极管二极管VD1、第三二极管VD3、第五二极管VDo截止；直流输入电源Vin与第二电感La、第一电容C1串联在一起通过开关管S给耦合电感原边绕组励磁电感Lm充电，励磁电流iLm线性上升；直流输入电源Vin继续通过开关管S和第二二极管VD2对第一电感L1充电，电感电流iL1线性上升；耦合电感副边绕组和第二电容C2串联通过开关管S和第四二极管VD4给第四电容C4充电；

第二电容C2通过开关管S向第三电容C3继续放电；第五电容Co向负载R提供能量，当t2时刻，开关管S关断，此模态结束；

(3)模态3(t2‑t3)：t2时刻开关管S关断，第一二极管VD1、第三二极管VD3、第四二极管VD4导通，第二二极管VD2、第五二极管VDo截止；直流输入电源Vin与第二电感La、第一电容C1、第三电容C3串联在一起给第二电容C2充电，第一电感L1通过第一二极管VD1对第一电容C1放电，电感电流iL1减小；耦合电感原边绕组漏感Lk能量通过第三二极管VD3被第三电容C3吸收，原边电流ip快速减小；耦合电感副边绕组通过第三二极管VD3、第四二极管VD4继续给第四电容C4充电，副边绕组电流快速减小；第五电容Co向负载R提供能量，当t3时刻，副边绕组电流减小为0时，第四二极管VD4关断，此模态结束；

(4)模态4(t3‑t4)：开关管S继续关断，第一二极管VD1、第三二极管VD3、第五二极管VDo导通，第二二极管VD2、第四二极管VD4截止；直流输入电源Vin与第二电感La、第一电容C1、第三电容C3串联在一起给第二电容C2充电，第一电感L1通过第一二极管VD1对第一电容C1放电，电感电流iL1减小；耦合电感原边绕组励磁电感通过第三二极管VD3对第三电容C3充电，励磁电流iLm减小；耦合电感副边绕组与第二电容C2、第四电容C4串联通过第三二极管VD3、第五二极管VDo向负载侧传递能量，t4时刻，流过第三二极管VD3的电流iVD3为0时，此模态结束；

(5)模态5(t4‑t5)：开关管S保持关断，第一二极管VD1、第五二极管VDo导通，第二二极管VD2、第三二极管VD3、第四二极管VD4截止；直流输入电源Vin与第二电感La、第一电容C1、第三电容C3串联在一起给第二电容C2充电，第一电感L1通过第一二极管VD1对第一电容C1放电，电感电流iL1减小；耦合电感原边绕组、副边绕组与第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4串联通过第五二极管VDo向负载侧传递能量，原边电流ip与励磁电流iLm继续减小，当t5时刻，开关管S开通时，此模态结束，开始下一个开关周期。

说明书

一种零输入电流纹波高增益DC‑DC变换器

技术领域

[0001] 本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种零输入电流纹波高增益DC‑DC变换器。

背景技术

[0002] 近年来，随着一次能源的储量减少以及对电力需求的日渐上涨，太阳能和燃料电池等绿色可再生能源的开发和利用在世界范围内备受瞩目。然而，光伏电池和燃料电池等
可再生能源的电力输出通常是在较宽范围内变化的低直流电压，因此需要具有高增益的
DC‑DC变换器将它们提升到较高的直流电压以满足并网发电或负载需要。

[0003] 传统的隔离型高增益的DC‑DC变换器通过引入了高频变压器进行升压后，会导致其在能量转移效率和系统体积上较非隔离型升压直流变换器上有很多的不足，因此非隔离
升压变换器的研究引起了广泛关注。非隔离型升压变换器通常采用电容二极管网络升压和
耦合电感变比升压。采用电容二极管升压网络的主要优点在于其内部一般不存在磁性器
件，易于集成，功率密度高，但是难以实现任意电压输出，而采用耦合电感升压是通过设定
耦合电感的匝数比来提高电压增益，易于实现高增益变换。两者虽均可用于提高电压增益，
但要获得较高的电压增益，其局限性很大。为了进一步提高电压增益，本发明通过将上述两
者方案结合在一起构成了一种高增益的DC‑DC变换器。

[0004] 此外，对于太阳能电池板、燃料电池等新能源发电系统，除了需要高增益DC‑DC变换器外，由于太阳能电池板和燃料电池等的使用寿命和发电效率受DC‑DC变换器的输入电
流纹波影响很大，因此如何抑制DC‑DC变换器的输入电流纹波,进一步提高变换器的性能,
也得到了广大学者的重视。

发明内容

[0005] 本发明的目的在于提供一种零输入电流纹波高增益DC‑DC变换器，通过将耦合电感变比升压、电容二极管升压网络和钳位电容结合在一起，实现高电压增益、零输入纹波和
高变换效率等，非常适用于光伏、燃料电池等需要高升压比的新能源发电应用场合。

[0006] 为实现上述目的，本发明的技术方案是：一种零输入电流纹波高增益DC‑DC变换器，包括直流输入电源，开关管，耦合电感，第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极
管、第五二极管，第一电感、第二电感，第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第五电容
和负载；直流输入电源的正极经第二电感与第一电感的一端、第一电容的一端连接，直流输
入电压的负极与开关管的源极、第二电容的一端、第五电容的一端、负载的一端连接，第一
电感的另一端与第一二极管的阳极、第二二极管的阳极连接，第一电容的另一端与第一二
极管的阴极、第三电容的一端、耦合电感原边绕组的第一端连接，第二二极管的阴极与开关
管的漏极、耦合电感原边绕组的第二端、第三二极管的阳极、耦合电感副边绕组的第一端连
接，耦合电感副边绕组的第二端与第四电容的一端连接，第三电容的另一端与第二电容的
另一端、第三二极管的阴极、第四二极管的阳极连接，第四二极管的阴极与第五二极管的阳
极、第四电容的另一端连接，第五二极管的阴极与第五电容的另一端、负载的另一端连接。

[0007] 在本发明一实施例中，所述零输入电流纹波高增益DC‑DC变换器将耦合电感变比升压、电容二极管升压网络和钳位电容相结合，实现高增益和零输入电流纹波的功能。

[0008] 在本发明一实施例中，所述零输入电流纹波高增益DC‑DC变换器利用第一电容、第二电容和第三电容的钳位作用使第二电感两端电压接近于零，实现零输入电流纹波。

[0009] 在本发明一实施例中，所述零输入电流纹波高增益DC‑DC变换器的电压增益为其中，n为耦合电感副边与原边的匝数比，D为开关管工作占空比。

[0010] 在本发明一实施例中，所述零输入电流纹波高增益DC‑DC变换器的工作方式如下：

[0011] (1)模态1(t0‑t1)：t0时刻，开关管S导通，第二二极管VD2、第五二极管VDo导通，第一二极管VD1、第三二极管VD3、第四二极管VD4截止；直流输入电源Vin通过第二二极管VD2和开
关管S给第一电感L1充电，电感电流iL1线性增加；直流输入电源Vin与第二电感La、第一电容
C1串联在一起通过开关管S给耦合电感原边绕组励磁电感充电，原边电流ip线性快速增加；
耦合电感副边绕组与第四电容C4串联通过输出第五二极管VDo向负载侧传递能量；第二电容
C2通过开关管S向第三电容C3放电，当t1时刻，第五二极管VDo电流iVDo减为0时，此模态结束；

[0012] (2)模态2(t1‑t2)：开关管S继续导通，第二二极管VD2、第四二极管VD4导通，第一二极管二极管VD1、第三二极管VD3、第五二极管VDo截止；直流输入电源Vin与第二电感La、第一
电容C1串联在一起通过开关管S给耦合电感原边绕组励磁电感Lm充电，励磁电流iLm线性上
升；直流输入电源Vin继续通过开关管S和第二二极管VD2对第一电感L1充电，电感电流iL1线
性上升；耦合电感副边绕组和第二电容C2串联通过开关管S和第四二极管VD4给第四电容C4
充电；第二电容C2通过开关管S向第三电容C3继续放电；第五电容Co向负载R提供能量，当t2
时刻，开关管S关断，此模态结束；

[0013] (3)模态3(t2‑t3)：t2时刻开关管S关断，第一二极管VD1、第三二极管VD3、第四二极管VD4导通，第二二极管VD2、第五二极管VDo截止；直流输入电源Vin与第二电感La、第一电容
C1、第三电容C3串联在一起给第二电容C2充电，第一电感L1通过第一二极管VD1对第一电容C1
放电，电感电流iL1减小；耦合电感原边绕组漏感Lk能量通过第三二极管VD3被第三电容C3吸
收，原边电流ip快速减小；耦合电感副边绕组通过第三二极管VD3、第四二极管VD4继续给第
四电容C4充电，副边绕组电流快速减小；第五电容Co向负载R提供能量，当t3时刻，副边绕组
电流减小为0时，第四二极管VD4关断，此模态结束；

[0014] (4)模态4(t3‑t4)：开关管S继续关断，第一二极管VD1、第三二极管VD3、第五二极管VDo导通，第二二极管VD2、第四二极管VD4截止；直流输入电源Vin与第二电感La、第一电容C1、
第三电容C3串联在一起给第二电容C2充电，第一电感L1通过第一二极管VD1对第一电容C1放
电，电感电流iL1减小；耦合电感原边绕组励磁电感通过第三二极管VD3对第三电容C3充电，
励磁电流iLm减小；耦合电感副边绕组与第二电容C2、第四电容C4串联通过第三二极管VD3、第
五二极管VDo向负载侧传递能量，t4时刻，流过第三二极管VD3的电流iVD3为0时，此模态结束；

[0015] (5)模态5(t4‑t5)：开关管S保持关断，第一二极管VD1、第五二极管VDo导通，第二二极管VD2、第三二极管VD3、第四二极管VD4截止；直流输入电源Vin与第二电感La、第一电容C1、
第三电容C3串联在一起给第二电容C2充电，第一电感L1通过第一二极管VD1对第一电容C1放
电，电感电流iL1减小；耦合电感原边绕组、副边绕组与第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4
串联通过第五二极管VDo向负载侧传递能量，原边电流ip与励磁电流iLm继续减小，当t5时刻，
开关管S开通时，此模态结束，开始下一个开关周期。

[0016] 相较于现有技术，本发明具有以下有益效果：本发明零输入电流纹波高增益DC‑DC变换器，将耦合电感变比升压、电容二极管升压网络和钳位电容相结合，实现高电压增益、
零输入纹波小和变换效率高等，非常适用于光伏、燃料电池等需要高升压比的新能源发电
应用场合。

附图说明

[0017] 图1为本发明的零输入电流纹波高增益DC‑DC变换器。

[0018] 图2为本发明的零输入电流纹波高增益DC‑DC变换器各模态等效电路。

[0019] 图3为本发明的零输入电流纹波高增益DC‑DC变换器主要工作波形。

[0020] 图4为本发明的零输入电流纹波高增益DC‑DC变换器主要电流仿真波形。

[0021] 图5为本发明的零输入电流纹波高增益DC‑DC变换器主要电压仿真波形。

具体实施方式

[0022] 下面结合附图，对本发明的技术方案进行具体说明。

[0023] 本发明提供了一种零输入电流纹波高增益DC‑DC变换器，包括直流输入电源，开关管，耦合电感，第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管，第一电感、
第二电感，第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第五电容和负载；直流输入电源的正
极经第二电感与第一电感的一端、第一电容的一端连接，直流输入电压的负极与开关管的
源极、第二电容的一端、第五电容的一端、负载的一端连接，第一电感的另一端与第一二极
管的阳极、第二二极管的阳极连接，第一电容的另一端与第一二极管的阴极、第三电容的一
端、耦合电感原边绕组的第一端连接，第二二极管的阴极与开关管的漏极、耦合电感原边绕
组的第二端、第三二极管的阳极、耦合电感副边绕组的第一端连接，耦合电感副边绕组的第
二端与第四电容的一端连接，第三电容的另一端与第二电容的另一端、第三二极管的阴极、
第四二极管的阳极连接，第四二极管的阴极与第五二极管的阳极、第四电容的另一端连接，
第五二极管的阴极与第五电容的另一端、负载的另一端连接。

[0024] 以下为本发明的具体实现过程。

[0025] 如图1所示，本发明的零输入电流纹波高增益DC‑DC变换器，包括直流输入电源，开关管，耦合电感，第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管，第一电
感、第二电感，第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第五电容和负载。

[0026] 本发明的零输入电流纹波高增益DC‑DC变换器，当钳位电容取值足够大时，利用电容C1、C2和C3的钳位作用使电感La两端电压 即 实现了零输入
电流纹波。

[0027] 本发明的高增益DC‑DC变换器的电压增益为 其中，n为耦合电感副边与原边的匝数比，D为开关管工作占空比。

[0028] 本发明的零输入电流纹波高增益DC‑DC变换器的工作原理如下：

[0029] 为简化分析，作如下假设：

[0030] 1)电容C1、C2、C3、C4、Co取值足够大，电容两端电压纹波忽略不计；

[0031] 2)开关管和二极管都是理想器件；

[0032] 3)励磁电感远大于漏感，即Lm＞＞Lk。

[0033] 为便于原理分析，将图1中由原边绕组L2和副边绕组L3构成的耦合电感等效为一个励磁电感Lm和理想变压器(原副边匝数分别为Np和Ns)原边并联并与耦合电感的漏感Lk串
联。本发明的零输入电流纹波高增益DC‑DC变换器在一个开关周期内有5种工作模态，各模
态等效电路如图2所示，主要的工作波形如图3所示。

[0034] 1)模态1(t0‑t1)：t0时刻，开关管S导通，二极管VD2、VDo导通，二极管VD1、VD3、VD4截止，其模态等效电路如图2(a)所示。输入电源Vin通过二极管VD2和开关管S给电感L1充电，电
感电流iL1线性增加；输入电源Vin与输入电感La、电容C1串联在一起通过开关管S给耦合电感
原边励磁电感充电，原边电流ip线性快速增加；副边绕组与电容C4串联通过输出二极管VDo
向负载侧传递能量；电容C2通过开关管S向电容C3放电。当t1时刻二极管VDo电流iVDo减为0
时，此模态结束。

[0035] 2)模态2(t1‑t2)：开关管S继续导通，二极管VD2、VD4导通，二极管VD1、VD3、VDo截止，其模态等效电路如图2(b)所示。输入电源Vin与输入电感La、电容C1串联在一起通过开关管S
给耦合电感原边励磁电感Lm充电，励磁电流iLm线性上升；输入电源Vin继续通过开关管S和二
极管VD2对电感L1充电，电感电流iL1线性上升；耦合电感副边绕组和电容C2串联通过开关管S
和二极管VD4给电容C4充电；电容C2通过开关管S向电容C3继续放电；输出电容Co向负载R提供
能量。当t2时刻开关管S关断，此模态结束。

[0036] 3)模态3(t2‑t3)：t2时刻开关管S关断，二极管VD1、VD3、VD4导通，二极管VD2、VDo截止，其模态等效电路如图2(c)所示。输入电源Vin与输入电感La、电容C1、C3串联在一起给电容
C2充电，电感L1通过二极管VD1对电容C1放电，电感电流iL1减小；耦合电感漏感Lk能量通过二
极管VD3被电容C3吸收，原边电流ip快速减小；耦合电感副边绕组通过二极管VD3、VD4继续给
电容C4充电，副边绕组电流快速减小；输出电容Co向负载R提供能量。当t3时刻副边绕组电流
减小为0时，二极管VD4关断，此模态结束。

[0037] 4)模态4(t3‑t4)：开关管S继续关断，二极管VD1、VD3、VDo导通，二极管VD2、VD4截止，其模态等效电路如图2(d)所示。输入电源Vin与输入电感La、电容C1、C3串联在一起给电容C2
充电，电感L1通过二极管VD1对电容C1放电，电感电流iL1减小；耦合电感原边励磁电感通过二
极管VD3对电容C3充电，励磁电流iLm减小；耦合电感副边绕组与电容C2、C4串联通过二极管
VD3、二极管VDo向负载侧传递能量，t4时刻流过二极管VD3的电流iVD3为0时，此模态结束。

[0038] 模态5(t4‑t5)：开关管S保持关断，二极管VD1、VDo导通，二极管VD2、VD3、VD4截止，其模态等效电路如图2(e)所示。输入电源Vin与输入电感La、电容C1、C3串联在一起给电容C2充
电，电感L1通过二极管VD1对电容C1放电，电感电流iL1减小；耦合电感原边、副边与电容C2、
C3、C4串联通过二极管VDo向负载侧传递能量，原边电流ip与励磁电流iLm继续减小。当t5时刻
开关管S开通时，此模态结束，开始下一个开关周期。

[0039] 特性分析

[0040] (1)电压增益

[0041] 由电感La、L1、Lm的伏秒平衡可得到各电容电压与输出电压的表达式为

[0042]

[0043]

[0044]

[0045]

[0046]

[0047] 则电压增益

[0048] 式中，Vin为输入电压，Vo为输出电压， D为开关管工作占空比。

[0049] (2)零输入电流特性

[0050] 对于电感La，其两端电压为：

[0051]

[0052] 当电容C1和C2取值足够大时，各电容电压纹波忽略不计，则有：

[0053] Vin+vC1+vC3‑vC2≈Vin+VC1+VC3‑VC2＝0

[0054] 因此电感La两端电压：

[0055]

[0056] 可见，只要选取的电容容量足够大，使得电感La两端电压纹波足够小，即使是较小的输入电感La也可以实现零输入电流纹波。

[0057] 为验证电路的可行性，对所提电路进行了仿真，仿真参数：输入电压Vin＝36V,V0＝380V,电感La＝30uH、L1＝350uH、Lm＝297uH，耦合电感匝比n＝1，电容C1＝C2＝C3＝C4＝
22uF、Co＝22uF，R＝1444Ω，占空比D＝0.4669。

[0058] 图4和图5为主要仿真波形，可以看出输入电感La电流几乎为一平直直线，输入电感电流纹波接近于零；输出电压仿真值为V0＝378.78V，其增益为10.52，与理论计算值
几乎相等，仿真结果与理论分析一致。

[0059] 以上是本发明的较佳实施例，凡依本发明技术方案所作的改变，所产生的功能作用未超出本发明技术方案的范围时，均属于本发明的保护范围。