RC振荡器及电设备

摘要

本公开提供了一种RC振荡器，包括振荡电路，振荡电路包括系统电阻和系统电容，并且振荡电路至少根据系统电阻和系统电容生成且输出振荡电压；以及温度控制电路，温度控制电路用于检测RC振荡器的温度，并且根据所检测的温度来改变系统电阻的电阻值和/或系统电容的电容值，以使得RC振荡器输出的振荡电压的振荡频率固定。本公开还提供了一种电设备。

权利要求

1.一种RC振荡器，其特征在于，包括：

振荡电路，所述振荡电路包括系统电阻和系统电容，并且所述振荡电路根据所述系统电阻生成的电阻电压和根据所述系统电容生成的电容电压，来生成且输出振荡电压；

温度控制电路，所述温度控制电路用于检测所述RC振荡器的温度，并且根据所检测的温度来改变所述系统电阻的电阻值和/或所述系统电容的电容值，从而改变所述电阻电压和/或电容电压，以便根据改变后的电阻电压和/或电容电压使得所述RC振荡器输出的振荡电压的振荡频率固定；以及电流源，所述电流源将电流提供至所述系统电阻以便所述系统电阻生成所述电阻电压，并且所述电流源将电流提供至所述系统电容以便所述系统电容生成所述电容电压，所述系统电容并联有放电开关，通过所述放电开关来控制所述系统电容的充电与放电以便生成所述电容电压，所述放电开关由复位控制器控制，所述复位控制器生成放电开关控制信号来控制所述放电开关的导通与断开从而进行所述系统电容的放电与充电，其中所述复位控制器中包括反相器电路，控制所述放电开关进行放电的所述放电开关控制信号的持续时间仅由所述反相器电路的延迟时间所决定。

2.如权利要求1所述的RC振荡器，其特征在于，所述温度控制电路检测所述RC振荡器的温度时，通过三极管的基极-发射极电压、或者二极管的PN结电压、或者PTAT电压生成电路所生成的PTAT电压、或者热敏电阻来检测所述RC振荡器的温度。

3.如权利要求1或2所述的RC振荡器，其特征在于，所述电流源包括一个电流源或两个电流源，当所述电流源包括一个电流源时，所述一个电流源生成提供至所述系统电阻的第一电流和提供至所述系统电容的第二电流，当所述电流源包括两个电流源时，所述两个电流源分别生成提供至所述系统电阻的第一电流和提供至所述系统电容的第二电流，并且基于所述系统电阻所产生的电阻电压与所述系统电容所产生的电容电压的比较来生成所述振荡电压。

4.如权利要求3所述的RC振荡器，其特征在于，所述温度控制电路根据所检测的温度改变所述系统电阻的电阻值、所述系统电容的电容值、所述第一电流的电流值和所述第二电流的电流值中的一个或多个，以使得所述RC振荡器输出的振荡电压的振荡频率固定。

5.如权利要求4所述的RC振荡器，其特征在于，还包括比较器，所述电阻电压与所述电容电压输入至所述比较器中，所述比较器比较所述电阻电压与所述电容电压并且输出比较电压，并且基于所述比较电压生成所述振荡电压。

6.如权利要求5所述的RC振荡器，其特征在于，所述比较器包括失调电压存储电容，所述失调电压存储电容串联至所述比较器的电阻电压的输入端，当所述振荡电压为高电平时，控制所述失调电压存储电容通过所述比较器的输出电压进行充电，当所述振荡电压为低电平时，控制所述失调电压存储电容放电以抵消所述比较器的失调电压，从而消除所述失调电压对所述振荡频率的影响。

7.如权利要求6所述的RC振荡器，其特征在于，所述比较器包括第一开关和第二开关，所述第一开关导通且所述第二开关断开时，所述失调电压存储电容通过所述比较器的输出电压进行充电，当所述第一开关断开且所述第二开关导通时，所述电阻电压和所述电容电压输入至所述比较器。

8.如权利要求3所述的RC振荡器，其特征在于，当所述振荡电压为高电平时，所述放电开关控制信号为高电平，控制所述放电开关导通以使得所述系统电容放电，当所述振荡电压为低电平时，所述放电开关控制信号为低电平，控制所述放电开关断开以使得所述系统电容充电。

9.如权利要求8所述的RC振荡器，其特征在于，所述反相器电路包括反相器、反相器电阻和反相器电容，所述反相器电阻串联至所述反相器的输出端或输入端，所述反相器电容的一端与所述反相器电阻连接而另一端接地，所述反相器电阻与所述系统电阻具有相同的温度系数，当通过所述温度控制电路改变所述系统电阻的电阻值时，也相应地改变所述反相器电阻的电阻值，和/或所述反相器电容与所述系统电容具有相同的温度系数，当通过所述温度控制电路改变所述系统电容的电容值时，也相应地改变所述反相器电容的电容值。

10.一种电设备，其特征在于，包括如权利要求1至9中任一项所述的RC振荡器。

11.一种RC振荡器，其特征在于，包括：系统电阻、系统电容、电流源、比较器、复位控制器、放电开关及温度控制电路，所述电流源为一个电流源或者两个同类型的电流源，并且分别向所述系统电阻和所述系统电容提供电流，

所述放电开关并联至所述系统电容的两侧，并且所述复位控制器控制所述放电开关的导通与断开，以使得所述系统电容放电和充电，从而生成电容电压，所述系统电阻产生的电阻电压和所述系统电容产生的电容电压输入至所述比较器中，所述比较器根据电阻电压和电容电压的比较来生成比较电压，并且所述RC振荡器根据所述比较电压生成振荡电压，所述温度控制电路用于检测所述RC振荡器的温度，并且根据所检测的温度来改变所述系统电阻的电阻值和/或所述系统电容的电容值，从而改变所述电阻电压和/或电容电压，以使得所述RC振荡器输出的振荡电压的振荡频率固定，其中，所述系统电阻为低温度系数电阻，以便实现低温度系数的RC振荡器，其中所述复位控制器中包括反相器电路，控制所述放电开关进行放电的所述放电开关控制信号的持续时间仅由所述反相器电路的延迟时间所决定。

12.如权利要求11所述的RC振荡器，其特征在于，所述比较器包括失调电压存储电容，所述失调电压存储电容串联至所述比较器的电阻电压的输入端，当所述振荡电压为高电平时，控制所述失调电压存储电容通过所述比较器的输出电压进行充电，当所述振荡电压为低电平时，控制所述失调电压存储电容放电以抵消所述比较器的失调电压，从而消除所述失调电压对所述振荡频率的影响。

13.如权利要求12所述的RC振荡器，其特征在于，所述比较器包括第一开关和第二开关，所述第一开关导通且所述第二开关断开时，所述失调电压存储电容通过所述比较器的输出电压进行充电，当所述第一开关断开且所述第二开关导通时，所述电阻电压和所述电容电压输入至所述比较器。

14.如权利要求11至13中任一项所述的RC振荡器，其特征在于，所述复位控制器通过放电开关控制信号来控制所述放电开关的导通与断开，其中当所述振荡电压为高电平时，所述放电开关控制信号为高电平，控制所述放电开关导通以使得所述系统电容放电，当所述振荡电压为低电平时，所述放电开关控制信号为低电平，控制所述放电开关断开以使得所述系统电容充电。

15.如权利要求14所述的RC振荡器，其特征在于，所述反相器电路包括反相器、反相器电阻和反相器电容，所述反相器电阻串联至所述反相器的输出端或输入端，所述反相器电容的一端与所述反相器电阻连接而另一端接地，所述反相器电阻与所述系统电阻具有相同的温度系数，当通过所述温度控制电路改变所述系统电阻的电阻值时，也相应地改变所述反相器电阻的电阻值，和/或所述反相器电容与所述系统电容具有相同的温度系数，当通过所述温度控制电路改变所述系统电容的电容值时，也相应地改变所述反相器电容的电容值。

16.一种电设备，其特征在于，包括如权利要求11至15中任一项所述的RC振荡器。

说明书

RC振荡器及电设备

技术领域

[0001] 本公开涉及一种RC振荡器及电设备，尤其涉及一种输出频率固定的RC振荡器。

背景技术

[0002] 在振荡电路中，振荡电路的振荡频率随温度而进行变动，因此对于高精度的振荡器而言，需要对振荡频率进行调整，以使其免受温度的影响。要求振荡电路输出具有与温度无关的稳定振荡频率的振荡信号。

[0003] 在如图1所示的通常的电容充放电振荡器方案中，利用上下电流IS1和IS2对电容C充放电，然后分别与VH和VL比较(VH和VL可以为三角波高低电平)，振荡器周期T＝C*(VH-VL)/IS1+C*(VH-VL)/IS2+2*TDELAY(其中TDELAY为比较器Comp的响应时间)，TDELAY可以设计远小于目标周期，T＝C*(VH-VL)/IS1+C*(VH-VL)/IS2。但是这种振荡器周期的温度特性由电流IS1和IS2决定，而设计低温度系数的电流源难度和代价都比较高，因此这种方案只适合对频率温度特性要求不高的应用。

发明内容

[0004] 在本公开中，为了解决上述技术问题中的至少一个，提供了一种RC振荡器及电设备。

[0005] 根据本公开的一个方面，一种RC振荡器，包括

[0006] 振荡电路，所述振荡电路包括系统电阻和系统电容，并且所述振荡电路至少根据所述系统电阻和系统电容生成且输出振荡电压；以及

[0007] 温度控制电路，所述温度控制电路用于检测所述RC振荡器的温度，并且根据所检测的温度来改变所述系统电阻的电阻值和/或所述系统电容的电容值，以使得所述RC振荡器输出的振荡电压的振荡频率固定。

[0008] 根据本公开的至少一个实施方式，所述温度控制电路检测所述RC振荡器的温度时，通过三极管的基极-发射极电压、或者二极管的PN结电压、或者PTAT电压生成电路所生成的PTAT电压、或者热敏电阻来检测所述RC振荡器的温度。

[0009] 根据本公开的至少一个实施方式，还包括电流源，所述电流源包括一个电流源或两个电流源，当所述电流源包括一个电流源时，所述一个电流源生成提供至所述系统电阻的第一电流和提供至所述系统电容的第二电流，当所述电流源包括两个电流源时，所述两个电流源分别生成提供至所述系统电阻的第一电流和提供至所述系统电容的第二电流，并且所述系统电容并联有放电开关，通过所述放电开关来控制所述系统电容的充电与放电以便生成电容电压，基于所述系统电阻所产生的电阻电压与所述系统电容所产生的电容电压的比较来生成所述振荡电压。

[0010] 根据本公开的至少一个实施方式，所述温度控制电路根据所检测的温度改变所述系统电阻的电阻值、所述系统电容的电容值、所述第一电流的电流值和所述第二电流的电流值中的一个或多个，以使得所述RC振荡器输出的振荡电压的振荡频率固定。

[0011] 根据本公开的至少一个实施方式，还包括比较器，所述电阻电压与所述电容电压输入至所述比较器中，所述比较器比较所述电阻电压与所述电容电压并且输出比较电压，并且基于所述比较电压生成所述振荡电压。

[0012] 根据本公开的至少一个实施方式，所述比较器包括失调电压存储电容，所述失调电压存储电容串联至所述比较器的电阻电压的输入端，当所述振荡电压为高电平时，控制所述失调电压存储电容通过所述比较器的输出电压进行充电，当所述振荡电压为低电平时，控制所述失调电压存储电容放电以抵消所述比较器的失调电压，从而消除所述失调电压对所述振荡频率的影响。

[0013] 根据本公开的至少一个实施方式，所述比较器包括第一开关和第二开关，所述第一开关导通且所述第二开关断开时，所述失调电压存储电容通过所述比较器的输出电压进行充电，当所述第一开关断开且所述第二开关导通时，所述电阻电压和所述电容电压输入至所述比较器。

[0014] 根据本公开的至少一个实施方式，还包括复位控制器，所述复位控制器通过放电开关控制信号来控制所述放电开关的导通与断开，其中当所述振荡电压为高电平时，所述放电开关控制信号为高电平，控制所述开关导通以使得所述系统电容放电，当所述振荡电压为低电平时，所述放电开关控制信号为低电平，控制所述开关断开以使得所述系统电容充电，

[0015] 其中，所述复位控制器中包括反相器电路，所述放电开关控制信号的高电平持续时间仅由所述反相器电路决定。

[0016] 根据本公开的至少一个实施方式，所述反相器电路包括反相器、反相器电阻和反相器电容，所述反相器电阻串联至所述反相器的输出端或输入端，所述反相器电容的一端与所述反相器电阻连接而另一端接地，所述反相器电阻与所述系统电阻具有相同的温度系数，当通过所述温度控制电路改变所述系统电阻的电阻值时，也相应地改变所述反相器电阻的电阻值，和/或所述反相器电容与所述系统电容具有相同的温度系数，当通过所述温度控制电路改变所述系统电容的电容值时，也相应地改变所述反相器电容的电容值。

[0017] 根据本公开的另一方面，一种RC振荡器，包括：系统电阻、系统电容、电流源、比较器、复位控制器及放电开关，

[0018] 所述电流源为一个电流源或者两个同类型的电流源，并且分别向所述系统电阻和所述系统电容提供电流，

[0019] 所述放电开关并联至所述系统电容的两侧，并且所述复位控制器控制所述放电开关的导通与断开，以使得所述系统电容放电和充电，从而生成电容电压，

[0020] 所述系统电阻产生的电阻电压和所述系统电容产生的电容电压输入至所述比较器中，所述比较器根据电阻电压和电容电压的比较来生成比较电压，并且所述RC振荡器根据所述比较电压生成振荡电压，

[0021] 其中，所述系统电阻为低温度系数电阻，以便实现低温度系数的RC振荡器。

[0022] 根据本公开的至少一个实施方式，所述比较器包括失调电压存储电容，所述失调电压存储电容串联至所述比较器的电阻电压的输入端，当所述振荡电压为高电平时，控制所述失调电压存储电容通过所述比较器的输出电压进行充电，当所述振荡电压为低电平时，控制所述失调电压存储电容放电以抵消所述比较器的失调电压，从而消除所述失调电压对所述振荡频率的影响。

[0023] 根据本公开的至少一个实施方式，所述比较器包括第一开关和第二开关，所述第一开关导通且所述第二开关断开时，所述失调电压存储电容通过所述比较器的输出电压进行充电，当所述第一开关断开且所述第二开关导通时，所述电阻电压和所述电容电压输入至所述比较器。

[0024] 根据本公开的至少一个实施方式，所述复位控制器通过放电开关控制信号来控制所述放电开关的导通与断开，其中当所述振荡电压为高电平时，所述放电开关控制信号为高电平，控制所述开关导通以使得所述系统电容放电，当所述振荡电压为低电平时，所述放电开关控制信号为低电平，控制所述开关断开以使得所述系统电容充电，

[0025] 其中，所述复位控制器中包括反相器电路，所述放电开关控制信号的高电平持续时间仅由所述反相器电路决定。

[0026] 根据本公开的至少一个实施方式，所述反相器电路包括反相器、反相器电阻和反相器电容，所述反相器电阻串联至所述反相器的输出端或输入端，所述反相器电容的一端与所述反相器电阻连接而另一端接地，所述反相器电阻与所述系统电阻具有相同的温度系数，当通过所述温度控制电路改变所述系统电阻的电阻值时，也相应地改变所述反相器电阻的电阻值，和/或所述反相器电容与所述系统电容具有相同的温度系数，当通过所述温度控制电路改变所述系统电容的电容值时，也相应地改变所述反相器电容的电容值。

[0027] 根据本公开的又一方面，一种电设备，包括如上所述的RC振荡器。

附图说明

[0028] 附图示出了本公开的示例性实施方式，并与其说明一起用于解释本公开的原理，其中包括了这些附图以提供对本公开的进一步理解，并且附图包括在本说明书中并构成本说明书的一部分。

[0029] 图1示出了现有的电容充放电振荡器的示意图。

[0030] 图2示出了根据本公开的一个实施方式的具有温度校准功能的振荡器的示意图。

[0031] 图3示出了根据本公开的一个实施方式的振荡电路的一种示例。

[0032] 图4示出了根据本公开的一个实施方式的振荡电路的波形图。

[0033] 图5示出了根据本公开的一个实施方式的时钟信号生成示意图。

[0034] 图6示出了半导体工艺的电阻的温度系数示意图。

[0035] 图7示出了其他形式的RC振荡电路。

[0036] 图8示出了其他形式的RC振荡电路。

[0037] 图9示出了根据本公开的一个实施方式的具有温度校准功能的振荡器的示意图。

[0038] 图10示出了根据本公开的实施例的温度检测单元的三个示例。

[0039] 图11示出了根据本公开的实施例的示出了PTAT电压生成电路的两种示例。

[0040] 图12示出了根据本公开的实施例的电阻的调整方式。

[0041] 图13示出了根据本公开的实施例的电容的调整方式。

[0042] 图14示出了根据本公开的实施例的电流改变方式的电流源第一实施例。

[0043] 图15示出了根据本公开的实施例的电流改变方式的电流源第二实施例。

[0044] 图16示出了根据本公开的实施例的RC振荡器中所使用的现有的比较器的电路图的一个示例。

[0045] 图17示出了根据本公开的实施例的非交叠脉冲校准时钟的波形图。

[0046] 图18示出了根据本公开的实施例的带失调校准的零失调比较器的示意图。

[0047] 图19示出了根据本公开的实施例的比较器的电路图。

[0048] 图20示出了根据本公开的一种非交叠时钟产生电路。

[0049] 图21示出了非交叠脉冲校准时钟的波形图。

[0050] 图22示出了根据本公开的图3的实施例的电路波形图。

[0051] 图23示出了比较器的延迟时间的通常表示图。

[0052] 图24示出了两级比较器的示意图。

[0053] 图25示出了根据本公开的波形图。

[0054] 图26示出了反相器的一种电路结构示意图。

[0055] 图27示出了根据本公开的反相器的电路结构示意图。

具体实施方式

[0056] 下面结合附图和实施方式对本公开作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施方式仅用于解释相关内容，而非对本公开的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与本公开相关的部分。

[0057] 需要说明的是，在不冲突的情况下，本公开中的实施方式及实施方式中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施方式来详细说明本公开的技术方案。

[0058] 除非另有说明，否则示出的示例性实施方式/实施例将被理解为提供可以在实践中实施本公开的技术构思的一些方式的各种细节的示例性特征。因此，除非另有说明，否则在不脱离本公开的技术构思的情况下，各种实施方式/实施例的特征可以另外地组合、分离、互换和/或重新布置。

[0059] 在附图中使用交叉影线和/或阴影通常用于使相邻部件之间的边界变得清晰。如此，除非说明，否则交叉影线或阴影的存在与否均不传达或表示对部件的具体材料、材料性质、尺寸、比例、示出的部件之间的共性和/或部件的任何其他特性、属性、性质等的任何偏好或者要求。此外，在附图中，为了清楚和/或描述性的目的，可以夸大部件的尺寸和相对尺寸。当可以不同地实施示例性实施例时，可以以不同于所描述的顺序来执行具体的工艺顺序。例如，可以基本同时执行或者以与所描述的顺序相反的顺序执行两个连续描述的工艺。此外，同样的附图标记表示同样的部件。

[0060] 当一个部件被称作“在”另一部件“上”或“之上”、“连接到”或“结合到”另一部件时，该部件可以直接在所述另一部件上、直接连接到或直接结合到所述另一部件，或者可以存在中间部件。然而，当部件被称作“直接在”另一部件“上”、“直接连接到”或“直接结合到”另一部件时，不存在中间部件。为此，术语“连接”可以指物理连接、电气连接等，并且具有或不具有中间部件。

[0061] 为了描述性目的，本公开可使用诸如“在……之下”、“在……下方”、“在……下”、“下”、“在……上方”、“上”、“在……之上”、“较高的”和“侧(例如，如在“侧壁”中)”等的空间相对术语，从而来描述如附图中示出的一个部件与另一(其他)部件的关系。除了附图中描绘的方位之外，空间相对术语还意图包含设备在使用、操作和/或制造中的不同方位。例如，如果附图中的设备被翻转，则被描述为“在”其他部件或特征“下方”或“之下”的部件将随后被定位为“在”所述其他部件或特征“上方”。因此，示例性术语“在……下方”可以包含“上方”和“下方”两种方位。此外，设备可被另外定位(例如，旋转90度或者在其他方位处)，如此，相应地解释这里使用的空间相对描述语。

[0062] 这里使用的术语是为了描述具体实施例的目的，而不意图是限制性的。如这里所使用的，除非上下文另外清楚地指出，否则单数形式“一个(种、者)”和“所述(该)”也意图包括复数形式。此外，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”以及它们的变型时，说明存在所陈述的特征、整体、步骤、操作、部件、组件和/或它们的组，但不排除存在或附加一个或更多个其他特征、整体、步骤、操作、部件、组件和/或它们的组。还要注意的是，如这里使用的，术语“基本上”、“大约”和其他类似的术语被用作近似术语而不用作程度术语，如此，它们被用来解释本领域普通技术人员将认识到的测量值、计算值和/或提供的值的固有偏差。

[0063] 一种RC振荡器，包括：

[0064] 振荡电路，所述振荡电路包括电阻和电容，并且所述振荡电路至少根据所述电阻和电容生成且输出振荡信号；以及

[0065] 温度控制电路，所述温度控制电路用于检测所述RC振荡器的温度，并且根据所检测的温度来改变所述电阻的电阻值和/或所述电容的电容值，以使得所述RC振荡器输出的振荡信号的振荡频率固定。

[0066] 图2示出了根据本公开的一个实施方式的具有温度校准功能的振荡器1的示意图。

[0067] 如图2所示，该振荡器1可以包括振荡电路10及温度控制电路20。

[0068] 其中振荡电路10可以为RC振荡电路，其中包括电阻11和电容12，通过振荡电路10中所包括的电阻11和电容12可以调整振荡电路100的振荡输出频率。

[0069] 其中在振荡电路10中，电阻11的数量并不限于一个，其可以包括更多个，电容12的数量也不限于一个，其也可以为更多个。

[0070] 本领域的技术人员应当理解，虽然在图1中没有示出，但是振荡电路10中还可以包括其他元件。

[0071] 温度控制电路20用于检测振荡器系统的温度，并且根据所检测的温度来对振荡电路1的振荡输出频率进行调整，从而即便在温度变化的情况下，使得振荡电路10能够输出频率固定的振荡输出频率。

[0072] 在图2所示的示例中，可以根据温度控制电路20所检测的温度变化来对电阻11的电阻值和/或电容12的电容值进行调整，以便对振荡电路10的振荡输出频率进行调整，以便使其固定。

[0073] 虽然在图2中，仅示出了对电阻11和电容12进行调整，但是在振荡电路10包括其他可调整元件时，也可以对其他元件进行调整以使得振荡电路10的振荡输出频率固定。

[0074] 下面，将通过具体的示例来对本公开的实施方式进行更加详细的说明。

[0075] 在图3中示出了根据本公开的一个实施方式的振荡电路10的一种示例，需要注意的是，其仅仅是示例性的，并不意味着对本公开的保护范围进行限定。

[0076] 如图3所示，该振荡电路10包括电阻110、电容120、电流源130、比较器140、复位控制器150、开关160及缓冲器170。

[0077] 电流源130将电流Is1提供至电阻110，从而形成基准电压V1。电流源130将电流Is2提供至电容120，通过与电容120并联的开关160的导通与断开，电容120进行充放电(开关120导通时电容120放电，而开关120断开时电容120充电)，根据电流Is2和电容120的电容值以及电容120的充放电形成波形电压V2，例如该波形电压V2可以为锯齿波形电压等。

[0078] 比较器140通过对输入的电压V1和V2进行比较，得到比较电压VCOMP，并且比较电压VCOMP输入缓冲器170，缓冲器170输出振荡电压VCLK。

[0079] 此外，复位控制器150可以根据生成的振荡电压VCLK来产生开关160的控制电压VSW。通过该控制电压VSW来控制开关160的导通与断开，从而实现电容120的充电与放电。

[0080] 在本公开中，根据实际情况，电流Is1、Is2可以来自于同一电流源，也可以来自于不同的两个电流源。

[0081] 在图3所示的振荡电路中，其振荡周期T为R*C*Is1/Is2+TDELAY。R为电阻110的电阻值，C为电容120的电容值，TDELAY为比较器140和复位控制器150的延迟时间。其中TDELAY可以设计成远小于振荡电路的目标周期。

[0082] 通过将TDELAY设计的足够小，因此，振荡电路的振荡周期T将由R、C、Is1、Is2所决定。

[0083] 这时可以通过将Is1、Is2设置为相等，例如可以通过一个电流源来提供Is1、Is2，也可以通过同类型的两个电流源来提供Is1、Is2。其中电流源可以为PTAT(Proportional To Absolute Temperature)电流源或其他基准电流源。

[0084] 这样振荡周期T将由R、C所决定。由于电容的温度系数通常比电阻的温度系数低一个数量级，因此振荡周期T的温度特性将仅由电阻的温度系数所决定。

[0085] 由于振荡电路的振荡周期受到其所包含的元件的温度特性影响，因此输出的振荡周期将会随着所含元件的温度特性的变化而变化，这样将会使得振荡电路的振荡周期随着振荡器系统的温度变得不稳定。因此，为了使得振荡电路的振荡周期固定或基本固定，需要对振荡电路进行特定的设计。

[0086] 对于图3的示例，下面参照图4中所示的波形图来进行说明。

[0087] 其中电阻110两端的电压V1＝Is1*R，电容120两端的电压V2＝Is2*t/C。在电容120充电阶段的时间tr＝R*C*Is1/Is2，而电容120放电阶段的时间tf＝TDELAY。这样振荡周期T＝tr+tf。相应地，在电容充电阶段，VCOMP、VCLK和VSW为高电平，而在电容放电阶段，VCOMP、VCLK和VSW为低电平，这样高电平的时间tH＝R*C*Is1/Is2，低电平的时间tL＝TDELAY。由于TDELAY远小于R*C*Is1/Is2，因此，振荡周期T可以视为等于R*C*Is1/Is2。

[0088] 此外，在通过如图3所示的示例中，得到50％占空比的时钟信号的情况下，可以通过D触发器等将VCLK转换为50％占空比的时钟信号，例如图5所示，这时时钟信号的周期为TDCLK＝2*TVCLK＝2*(IS1*R*C/IS2+TDELAY)＝2*IS1*R*C/IS2，其中TDELAY远小于R*C*Is1/Is2。

[0089] 对于振荡周期与温度变化之间的关系，下面将更详细地说明。

[0090] 振荡周期T＝R*C*Is1/Is2。振荡频率f＝1/T＝Is2/(R*C*Is1)。

[0091] 在温度T时刻的电阻110的电阻值R(T)＝R(T0)+δ*(T-T0)＝R(T)＝R(T0)+δ*ΔT，其中，R(T0)为电阻110在温度T0时的电阻值，R(T)为电阻110在温度T时的电阻值，δ为电阻110的温度系数，通常可以为0.2％～0.3％，T-T0为温度的变化量。

[0092] 在温度T时刻的电容120的电容值C(T)＝C(T0)+β*(T-T0)＝C(T0)+β*ΔT，其中，C(T0)为电容120在温度T0时的电容值，C(T)为电容120在温度T时的电容值，β为电容120的温度系数，T-T0为温度的变化量。电容的温度系数通常为0.001％甚至更小，因此远小于电阻的温度系数，在实际应用的时候，可以仅考虑电阻的温度系数，也可以同时考虑电阻和电容的温度系数。

[0093] 假设在图3所示的示例中，通过两个电流源来分别生成Is1、Is2。

[0094] 在温度T时刻的电流Is1的电流值Is1(T)＝Is1(T0)+η*(T-T0)＝Is1(T0)+η*ΔT，其中，Is1(T0)为电流Is1在温度T0时的电流值，Is1(T)为电流Is1在温度T时的电流值，η为电流Is1的电流源的温度系数，T-T0为温度的变化量。

[0095] 在温度T时刻的电流Is2的电流值Is2(T)＝Is2(T0)+γ*(T-T0)＝Is2(T0)+γ*ΔT，其中，Is2(T0)为电流Is2在温度T0时的电流值，Is2(T)为电流Is2在温度T时的电流值，γ为电流Is2的电流源的温度系数，T-T0为温度的变化量。

[0096] 因此，振荡电路的温度T时刻的振荡频率:

[0097] f(T)＝Is2(T)/(R(T)*C(T)*Is1(T))＝[Is2(T0)+γ*ΔT]/{[R(T0)+δ*ΔT]*[C(T0)+β*ΔT]*[Is1(T0)+η*ΔT]}   式(1)

[0098] 从上面的式(1)中可以得知，振荡频率与电流、电容、电阻的温度系数相关，这样可以通过测量系统的实时温度，来准确地预测电流、电容、电阻随温度的变化，这样可以通过调整电流、电容、电阻中的一个、两个或者全部参数，来消除振荡频率的变化，从而使得频率不随温度发生变化。这样可以实现零温度系数或低温度系数的振荡器系统。

[0099] 可以将Is1和Is2设置成镜像电流源产生的两个电流，即产生于同一电流源，这样两个电流的温度系数可以相互抵消。

[0100] 这样，上面的式(1)可以为：

[0101] f(T)＝Is2(T0)/{[R(T0)+δ*(T-T0)]*[C(T0)+β*(T-T0)]*Is1(T0)}   式(2)

[0102] 其中将T-T0表示为ΔT。则式(2)表示为(温度T时的频率)：

[0103] f(T)＝(Is2(T0)/Is1(T0))/{[R(T0)+δ*ΔT]*[C(T0)+β*ΔT]}

[0104] ＝(Is2(T0)/Is1(T0))/{[R(T0)*C(T0)+(β*R(T0)+δ*C(T0))*ΔT+β*δ*(ΔT)2][0105] ≈(Is2(T0)/Is1(T0))/{[R(T0)*C(T0)+(β*R(T0)+δ*C(T0))*ΔT]

[0106] ≈(Is2(T0)/Is1(T0))/{[R(T0)*C(T0)*[(1+(β*R(T0)+δ*C(T0))*ΔT)/(R(T0)*C(T0))]]

[0107] 而在温度T0时的频率f(T0)＝(Is2(T0)/Is1(T0))/(R(T0)*C(T0))。

[0108] 因此，从上面的f(T)和f(T0)的区别可以看出，当振荡器系统的温度发生改变时，由于电阻的电阻值和电容的电容值发生变化，将会导致频率随着温度进行变化。

[0109] 这样可以在已知电阻和电容的温度系数的前提的情况下，可以检测振荡器系统的实时温度，进而得到实时温度的变化，然后调整电阻值和/或电容值，最终使得电阻值和电容值的乘积不随温度变化，这样将会变成与温度无关的常数，从而可以使得振荡输出的频率不随温度变化而变化。

[0110] 在本公开的优选实施方式中，由于电容的温度系数通常为0.001％左右，而电容的温度系数通常比电阻的温度系数小1～2个数量级，因此，在实际的应用中，可以通过仅考虑电阻的温度系数的影响，即仅根据电阻的电阻值来使得振荡输出的频率不随或基本不随温度变化而变化。

[0111] 例如图6所示，采用半导体工艺的电阻可以具有稳定的正温度系数或者负温度系数。电阻的温度系数的正负取决于电阻的掺杂类型，与其具体的制造工艺有关。

[0112] 同样地，本公开的原理同样适用于其他形式的RC振荡电路。

[0113] 仅仅作为示例，图7和图8提供了其他形式的RC振荡电路。

[0114] 在图7中，R1＝R2＝R3＝R，C1＝C2＝C3＝C，这时图7所示的振荡电路的振荡频率f＝1/(2*pi*R*C*sqrt(6))。因此，可以通过控制电阻和/或电容的值来使得振荡输出的频率不随或基本不随温度变化而变化。

[0115] 在图8中，R1＝R2＝R，C1＝C2＝C，这时图8所示的振荡电路的振荡频率f＝1/(2*pi*R*C)。因此，可以通过控制电阻和/或电容的值来使得振荡输出的频率不随或基本不随温度变化而变化。

[0116] 本公开的原理同样适用于未列举的RC振荡电路，在此不一一列举。

[0117] 下面将对通过电阻方式、电容方式和电流方式使得振荡输出频率固定的具体示例进行说明。

[0118] 在下面的描述中，对这三种方式分别进行说明，但是如本公开中所强调的，也可以采用其中两种方式、或三种方式来同时使得震荡输出频率固定。当采用多于一种的方式时，其原理跟以下的通过一种方式说明的原理相同。

[0119] 电阻改变方式

[0120] 在电阻改变方式的第一实施例中，以图3所示的振荡电路作为示例，可以将电流Is1、Is2设置为相等，并且由于电容的温度系数比电阻的温度系数小1～2个数量级，电阻温度系数的影响将远大于电容温度系数的影响，因此可以认为振荡周期T受到所含电阻的温度系数影响，为了得到低温度系数的振荡器系统，可以采用低温度系数的电阻来作为振荡器系统中所使用的电阻，例如可以采用特殊的半导体制造工艺，比如低温度系数的电阻可以为多种类型杂质掺杂的多晶硅电阻。

[0121] 当采用低温度系数的电阻时，可以有效地减小振荡器系统温度对所输出的振荡周期的影响，这样可以实现低温度系数的振荡器系统。

[0122] 需要说明的是，虽然以上描述参照图3所示的示例进行，但是本领域的技术人员应当理解，对于其他形式的RC振荡电路，上述原理也是适用的。例如，如果其他形式的RC振荡电路，当其温度特性除了由电阻和电容决定之外，还由其它元件的温度特性所影响，可以通过相互抵消等方式来消除其它元件温度特性的影响，最终使得主要由电阻和电容决定。这样，即便在其他形式的RC振荡电路中，也可以采用低温度系数的电阻来实现低温度系数的振荡器系统。

[0123] 在电阻方式的第一实施例中，通过采用低温度系数的电阻来实现低温度系数的振荡器系统。但是考虑到制造成本的限制，需要避免采用特殊的半导体制造工艺，在本公开中还提供了其他的优选实施例。在该优选实施方式中，可以通过温度感应元件检测振荡器系统的实时温度，然后根据所检测的实时温度进行反馈控制来调整电阻的电阻值。

[0124] 在电阻方式的第二实施例中，根据检测的实时温度值来改变电阻的电阻值。下面继续以图3所示的振荡电路的示例进行说明，需要注意的是图3所示的振荡电路仅仅作为一个示例。

[0125] 如图9所示，在该实施例中，通过温度检测单元210检测振荡器系统的温度，并且控制信号生成单元220根据温度检测单元210所检测的系统温度来产生控制信号，通过该控制信号来调整电阻110的电阻值。

[0126] 图10中示出了温度检测单元210的三个示例。

[0127] 温度检测第一实施例(Vbe)

[0128] 在图10(a)中，通过NPN三极管211的基极-发射极电压Vbe来得到振荡器系统的系统温度，其中电流源212可以为系统电流源。在该NPN三极管211中，Vbe电压值随着温度的变化而进行线性变化，例如随着温度的升高而线性降低。这样可以通过Vbe电压值的变化量得到温度的变化量。

[0129] 体现温度变化量的Vbe电压值输入至控制信号生成单元220中，控制信号生成单元220可以根据Vbe电压值来生成控制信号，从而改变电阻110的电阻值。

[0130] 控制信号单元220可以包括模数转换器ADC和数字控制电路，其中，ADC用于将Vbe电压值转换为数字信号，数字控制电路用于根据该数字信号生成相应的数字控制信号，从而对电阻110的电阻值进行改变。

[0131] 在图10(b)中，通过PNP三极管211的基极-发射极电压Vbe来得到振荡器系统的系统温度，其中电流源212可以为系统电流源。在该PNP三极管211中，Vbe电压值随着温度的变化而进行线性变化，例如随着温度的升高而线性降低。这样可以通过Vbe电压值的变化量得到温度的变化量。

[0132] 体现温度变化量的Vbe电压值输入至控制信号生成单元220中，控制信号生成单元220可以根据Vbe电压值来生成控制信号，从而改变电阻110的电阻值。

[0133] 控制信号单元220可以包括模数转换器ADC和数字控制电路，其中，ADC用于将Vbe电压值转换为数字信号，数字控制电路用于根据该数字信号生成相应的数字控制信号，从而对电阻110的电阻值进行改变。

[0134] 在图10(c)中，通过二极管211的PN结电压Vbe来得到振荡器系统的系统温度，其中电流源212可以为系统电流源。在该二极管211中，Vbe电压值随着温度的变化而进行线性变化，例如随着温度的升高而线性降低。这样可以通过Vbe电压值的变化量得到温度的变化量。

[0135] 体现温度变化量的Vbe电压值输入至控制信号生成单元220中，控制信号生成单元220可以根据Vbe电压值来生成控制信号，从而改变电阻110的电阻值。

[0136] 控制信号单元220可以包括模数转换器ADC和数字控制电路，其中，ADC用于将Vbe电压值转换为数字信号，数字控制电路用于根据该数字信号生成相应的数字控制信号，从而对电阻110的电阻值进行改变。

[0137] 温度检测第二实施例(PTAT电压)

[0138] 在该实施例中，可以采用随温度升高而升高的PTAT(Proportional To Absolute Temperature)电压，来对温度进行测量。

[0139] 图11中示出了PTAT电压生成电路的两种示例。其中PTAT电压VT＝kB*T/q，其中，VT为玻尔兹曼常数，T为温度，q为电子电量，VT与温度成一阶正比关系。

[0140] 在图11(a)与图11(b)中，电阻R3两端的电压为正温度系数的PTAT电压，即随温度升高而升高，其中VR3＝(kB*T/q)*InN，其中N为三极管Q1和Q2的基射结面积比，N通常为8。其中VR3的温度系数通常为0.176mV/℃。此外，电阻R1和R2两端电压也是正温度系数的PTAT电压，其中VR1＝VR2＝(kB*T/q)*InN*(R2/R3)，其中R1＝R2＝11*R3。VR1和VR2的温度系数通常为1.94mV/℃。

[0141] PTAT电压的电压值随着温度的变化而进行线性变化，例如随着温度的升高而线性升高。这样可以通过PTAT电压的电压值的变化量得到温度的变化量。

[0142] 体现温度变化量的PTAT电压值输入至控制信号生成单元220中，控制信号生成单元220可以根据PTAT电压值来生成控制信号，从而改变电阻110的电阻值。

[0143] 控制信号单元220可以包括模数转换器ADC和数字控制电路，其中，ADC用于将PTAT电压值转换为数字信号，数字控制电路用于根据该数字信号生成相应的数字控制信号，从而对电阻110的电阻值进行改变。

[0144] 温度检测第三实施例(热敏电阻)

[0145] 在该实施例中，通过热敏电阻来作为温度检测元件，例如可以选用103AT型号的NTC热敏电阻。其中该NTC热敏电阻与温度之间的关系为：R(T)＝R(T0)*eB*(1/T-1/T0)，其中R(T)在温度T时的NTC热敏电阻的电阻值，R(T0)温度T0时的NTC热敏电阻的电阻值，B为NTC热敏电阻的材料常数。

[0146] 热敏电阻的电压值随着温度的变化而进行变化，例如随着温度的升高而降低。这样可以通过热敏电阻的电压值的变化量得到温度的变化量。下表中示出了不同型号NTC电阻的不同温度所对应的电阻值。

[0147]

[0148] 体现温度变化量的热敏电阻的电压值输入至控制信号生成单元220中，控制信号生成单元220可以根据热敏电阻的电压值来生成控制信号，从而改变电阻110的电阻值。

[0149] 控制信号单元220可以包括模数转换器ADC和数字控制电路，其中，ADC用于将热敏电阻的电压值转换为数字信号，数字控制电路用于根据该数字信号生成相应的数字控制信号，从而对电阻110的电阻值进行改变。

[0150] 在图12中给出了电阻110的调整方式。其中，在电阻110进行调整时，其根据温度检测单元所检测的温度变化量来对电阻110的电阻值进行调整。

[0151] 图12示出了电阻开关单元的一个示例，电阻R1、R2、……、Rn-1、Rn串联，并且每个电阻均并联有开关S1、S2、……、Sn-1、Sn。通过开关的导通或断开，将各个电阻接入或短接，这样来改变串联电阻的电阻值，从而达到改变电阻值的目的。

[0152] 开关的导通或断开的控制信号V1、V2、……、Vn-1、Vn通过控制信号生成单元220来产生。

[0153] 电容改变方式

[0154] 图13示出了电容120的调整方式。其中，在电容120进行调整时，其根据温度检测单元所检测的温度变化量来对电容120的电容值进行调整。

[0155] 图12示出了电容开关单元的一个示例，电容C1、C2、……、Cn-1、Cn并联，并且每个电容均串联有开关S1、S2、……、Sn-1、Sn。通过开关的导通或断开，将各个电容接入或断开，这样来改变并联电容的电容值，从而达到改变电容值的目的。

[0156] 开关的导通或断开的控制信号V1、V2、……、Vn-1、Vn通过控制信号生成单元220来产生。

[0157] 其中，在根据温度检测单元所检测的温度变化量来对电容120的电容值进行调整时，温度检测单元可以采用上面描述的温度检测第一实施例、温度检测第二实施例或温度检测第三实施例的形式，在此不再赘述。

[0158] 电流改变方式

[0159] 图14和图15分别示出了电流改变方式的电流源第一实施例和第二实施例。

[0160] 在图14所示的电流源第一实施例中，通过调节电阻R的电阻值来实现电流源的输出电流Is。其中电阻R的改变可以根据温度检测单元所检测的温度变化量来改变。这样通过调节电阻R的电阻值使得Is＝Iref＝Vref/R。

[0161] 图15所示的电流源第二实施例中，通过与提供基准电流I的场效应管相镜像的N个场效应晶体管来提供不同的电流，其中N≥1。

[0162] 如图15所示，通过控制多个具有不同沟道长宽比的MOS晶体管MN1……MN(n)来提供不同的电流值至电阻110或电容120。

[0163] 包括MOS晶体管MNB、和MOS晶体管MN0……MN(n)，MN0……MN(n)的每个的栅极均分别通过开关SW0……SW(n)与MNB的栅极连接。这样，当MN0……MN(n)晶体管的相应开关SW0……SW(n)被导通时，MNB为相应的晶体管提供偏置电压以便使得相应的晶体管导通，这样由于晶体管的沟道的宽长比的不同，每个晶体管会流过不同的电流。在一个示例中，MN0……MN(n)晶体管的宽长比分别是MNB的2n倍。例如当第n个MOS晶体管导通时，其电流为2nI，其中I为流过MNB的偏置电流。

[0164] 开关SW0……SW(n)的控制信号V1、V2、……、Vn-1、Vn可以根据预设而形成，也可以根据检测电阻400和/或热敏电阻500的反馈值来形成。

[0165] 此外，MOS晶体管MP1和MOS晶体管MP2的沟道长宽比可以设置为1：1，这样，当对开关SW0……SW(n)进行导通控制时，晶体管MP2所形成的电流为2n I。

[0166] 需要说明的是，在电流改变方式中，可以采用一个电流源生成两个电流，也采用两个电流源分别生成两个电流，可以改变其中的一个电流或者两个电流来实现零温度系数的振荡器系统。

[0167] 其中，在根据温度检测单元所检测的温度变化量来对电流源的电流值进行调整时，温度检测单元可以采用上面描述的温度检测第一实施例、温度检测第二实施例或温度检测第三实施例的形式，在此不再赘述。

[0168] 比较器

[0169] 图16示出了RC振荡器中所使用的现有的比较器的电路图的一个示例，其中Vin作为两个输入端。在现有的比较器中，由于差分输入对晶体管对M1与M2、晶体管对M3与M8、晶体管对M4与M6的沟道宽长比与阈值电压的失配，会在比较器的输入端产生等效失调电压VOS，其电压值通常为1～10mV。

[0170]

[0171]

[0172] 其中在上式中，ID1和ID2为晶体管对M1与M2的偏置电流，其与温度有关，晶体管对M3与M8、晶体管对M4与M6的失配所导致的失调电压也会反映到输入端，该失调电压也可以表示为上式关系。

[0173] 根据RC振荡器的原理，该等效失调电压VOS将会叠加到比较器的输入的参考电压V1＝Is1*R中。这样振荡器系统的振荡周期T＝(Is1*R+VOS)*C/Is2。

[0174] 如果忽略等效失调电压VOS，将不可避免地对振荡周期产生影响。

[0175] 在本公开中为了消除等效失调电压VOS的影响，基于比较器本身的输出电压，实现一对稳定非交叠脉冲校准时钟Φ1和Φ2。从而将等效失调电压VOS校准为零，这样可以消除等效失调电压VOS的影响。

[0176] 其中，非交叠脉冲校准时钟Φ1和Φ2的波形图如图17所示。其中脉冲校准时钟Φ1的低电平时间及Φ2的高电平时间为(Is1*R)*C/Is2，脉冲校准时钟Φ1的低电平时间及Φ2的高电平时间TDELAY。

[0177] 图18(a)中示出了根据本公开的一个实施例的带失调校准的零失调比较器。其中在基准电压V1的输入端串联有失调电压存储电压CAZ。其中如图3所示示例，该基准电压V1为电阻所产生的基准电压，并且在其输入端还串联有开关SW2。

[0178] 在V2(图3电容电压端)的输入端串联有开关SW2。此外，在V1和V2之间连接有开关SW1，在比较器的输出端与V2的输入端之间连接有SW1，并且在V1的输入端与地之间连接有SW1。

[0179] 脉冲校准时钟Φ1用于控制开关SW1的导通与断开，脉冲校准时钟Φ2用于控制开关SW2的导通与断开。例如在脉冲校准时钟Φ1为高电平时，开关SW1导通；脉冲校准时钟Φ1为低电平时，开关SW1断开；在脉冲校准时钟Φ2为高电平时，开关SW2导通；脉冲校准时钟Φ2为低电平时，开关SW2断开。

[0180] 当脉冲校准时钟Φ1为高电平且脉冲校准时钟Φ2为低电平时，开关SW1导通且开关SW2断开。这时图18(a)将等效为图18(b)，这时CAZ将存储失调电压VOS。

[0181] 当脉冲校准时钟Φ1为低电平且脉冲校准时钟Φ2为高电平时，开关SW1断开且开关SW2导通，如图18(c)所示，CAZ串联在V1的输入端。因为CAZ的电压大小等于存储失调电压VOS且方向与VOS相反，因此将抵消掉VOS。这样使得VOS不再叠加在V1上，从而消除了VOS对振荡周期的影响。

[0182] 图19示出了根据本公开的比较器的电路图，其中相较于如图16所示的现有技术中的比较器，除了抵消等效失调电压VOS的部分不同之外，还在MOS管M6的漏极与栅极之间连接有补偿电容CC1与开关SW1的串联电路，并且在MOS管M7的漏极与栅极之间连接有补偿电容CC1与开关SW1的串联电路。其中SW1由脉冲校准时钟Φ1进行控制。

[0183] 复位控制器

[0184] 根据本公开的一个实施例，还通过复位控制来控制电容120的充电与放电，由图3所示的开关控制信号VSW，通过非交叠时钟产生电路，生成一对稳定的非交叠的脉冲校准时钟Φ1和Φ2。

[0185] 图20中示出了根据本公开的一种非交叠时钟产生电路。其根据开关控制信号VSW来产生脉冲校准时钟Φ1和Φ2。

[0186] 图21示出了非交叠脉冲校准时钟Φ1和Φ2的波形图。其中脉冲校准时钟Φ1的低电平时间及Φ2的高电平时间为(Is1*R)*C/Is2，脉冲校准时钟Φ1的低电平时间及Φ2的高电平时间TDELAY。该波形图与图17所示的波形图相同。

[0187] 在本公开中，增加了新颖的复位控制逻辑之后，可以减小比较器的面积，降低比较器的功耗，同时可以减小放电开关160的面积尺寸。

[0188] 图22中示出了根据本公开的图3实施例的电路波形图。从该图中可以得知，延迟电容放电的时间最长不能大于比较器的延迟时间tp，需要tp>＝t2+t3，也就是说(t2+t3)必须小于比较器输出VCOMP从低电平变成高电平的上升时间(比较器的输出延迟时间)。这样，电容的电压才能从Vp从变成0，开始下一个周期的充电。

[0189] 从图22中可以看出，振荡输出的周期TCLK＝TVcomp＝t0+t1+t2+t3，其中t0＝(IS1/IS2)*R*C，为振荡器的设计目标值。在IS1和IS2来自同一个电流源或同类型电流源，温度系数被相互抵消的情况下，t0随温度的变化只与电阻和电容的温度系数有关，电容温度系数又小于电阻温度系数一个数量级，所以t0只与电阻的温度系数有关。

[0190] t1为比较器的输出电压VCOMP从高电平变成低电平的延迟时间。

[0191] t2为电容两端电压Vp变成V1的放电时间，由电容C大小和放电开关SW导通电阻决定。

[0192] t3为比较器的输出电压VCOMP从低电平变成高电平的上升时间。

[0193] t2+t3为比较器的输出电压VCOMP的低电平持续时间，实际为比较器输出延迟时间。

[0194] t1、t2、t3与工艺参数及比较器偏置电流大小有关，将会造成振荡周期偏离设计值。同时，t1、t2、t3还与温度有关，导致振荡周期随温度变化发生变化。因此在设计的过程中，需要尽量减小t1、t2、t3。从而使得振荡器系统的输出TCLK＝TVcomp＝t0＝(IS1/IS2)*R*C。

[0195] 从图22中也可以得知，电容的放电时间显然最长不能大于比较器延迟时间tp，tp>＝t2+t3,即(t2+t3)须小于比较器输出从低电平变成高电平的上升时间，这段时间内电容电压从Vp变成0，然后开始下一个周期的充电阶段。同时也要求比较器的延迟时间不能太短，否则电容电压无法在短时间内从Vp泄放至0。

[0196] 因此为了使得振荡器系统输出频率固定的时钟信号，在满足需求的情况下需要减小比较器的延迟时间。

[0197] 图23中示出了比较器的延迟时间的通常表示图。其中VIL为输入低电平，VIH为输出高电平，(VOH+VOL)/2为高电平与低电平之间的1/2电平，表示比较器输出从低电平到高电平的分界点，tp为比较器输入vin从低电平变成(VIH+VIL)/2开始，输出vout从低电平变成(VOH+VOL)/2的延迟时间。

[0198] 对于如图24所示的两级比较器的输出延迟时间通常可以表示为：

[0199]

[0200]

[0201] 其中，1/gds为MOS晶体管的输出电阻，λ为MOS晶体管的沟道调制效应参数，ID为MOS晶体管的静态偏置电流，电流越大，则gds越大，比较器延迟时间越小，λ、ID都与温度有关，通常与温度近似成正比。

[0202] CI为比较器的第一级输出vo1节点的寄生电容，与M2、M4、M6的尺寸成正比，M2、M4、M6的尺寸越小，CI就越小，比较器延迟时间越小。但是CII为比较器的输出vout节点的寄生电容，由M6和M7的尺寸和负载电容CL所决定，M6和M7尺寸和负载电容CL越小，比较器延迟时间越小。

[0203] 由以上分析可以知道，一方面希望比较器延迟时间短，一方面又不能太短，因为电容C需要足够的时间放电，因此需要考虑如何解决二者之间的矛盾。

[0204] 如果无限制降低比较器的延迟时间，就需要无限地加快电容的放电时间，但是通过这种方式，只能通过不断加大放电开关的宽长比W/L，减小放电开关的导通电阻，加快放电时间，这样就增大了芯片面积。

[0205] (t2+t3)为电容两端电压VP变成0的放电时间，由电容的大小和放电开关的导通电阻决定。电容C的放电时间常数为Ron*C，Ron为放电开关的导通电阻。放电开关通常采用MOSFET设计，其导通电阻为：

[0206]

[0207] 由于迁移率μn、阈值电压VTH固定，不能通过减小电容的电容值来加快放电时间，因为振荡器系统的振荡周期由(IS1/IS2)*R*C所决定，跟电容C有关，因此不能通过C来调整放电时间。这时候只能通过增大MOSFET开关的宽长比W/L，来减小开关的导通电阻，从而减小t2。

[0208] 在本公开中，为了解决该问题，设置有放电脉冲复位电路，其中，放电脉冲复位电路的输出的高电平不是由比较器延迟时间决定，而是由图25所示的反相器inv1的延迟时间所决定。这样，t2由反相器inv1的延迟时间Tdly所决定，就可以尽可能地降低尽可能地降低比较器的延迟时间，可以单独设计比较器的延迟时间，而不影响电容C的放电时间。最后可以通过设计合适的反相器的延迟时间Tdly，以设计出合理的可以接受的放电开关尺寸。

[0209] 图26给出了反相器的一种电路结构示意图。反相器的延迟时间Tdly为：

[0210]

[0211] 其中，Wn/Ln为NMOS的宽长比，Wp/Lp为PMOS的宽长比，CL为反相器输出端负载电容，μn为电子迁移率，μp为空穴迁移率，VDD为电源电压，Cox为栅氧单位面积电容。

[0212] 可以看出Tdly与温度和工艺都有关，在理想情况下需要尽可能减小Tdly以降低振荡周期受温度的影响。但是，Tdly又不能无限制减小，因为电容C的放电时间必须小于Tdly。通常Tdly需设计为8*RSW*C<0.001-0.01*TCLK＝(IS1/IS2)*R*C。

[0213] 这样，减小Tdly，就需要无限制增大放电开关RSW的宽长比，将会增大芯片面积。而且过于增大放电开关的尺寸还会导致放电开关的漏极的寄生电容(Cd)增大，而Cd等效并联在电容120的两端，这就相当于振荡周期变成TCLK＝t0＝(IS1/IS2)*R*(C+Cd)，偏离了目标设计值TCLK＝t0＝(IS1/IS2)*R*C。

[0214] 为了解决不增大放电开关的宽长比也能减小Tdly，本公开中，将图25左下侧示出的脉冲复位电路中的反相器inv1替换为如图27所示的电路结构的任一种。

[0215] 在图27的电路结构中，在反相器上并联有电阻Rdly，并且在电阻Rdly与地之间连接有电容Cdly。这样，图27所示电路的输入至输出的延迟时间可以表示为：Tdly(total)≈Tdly(inv)+Rdly*Cdly，其中Tdly(inv)为反相器延迟时间，Rdly为电阻Rdly的电阻值，Cdly为电容Cdly的电容值。

[0216] 实际中，可以通过采用给定工艺条件中最小尺寸的反相器inv1，达到最小的Tdly(inv)，通常为ns级，其相比Rdly*Cdly可以被忽略不计。

[0217] 其中，Rdly*Cdly＝8*RSW*C，在实际设计中，可以将Cdly＝C,那么Rdly＝8*RSW。

[0218] 将电阻Rdly与电阻110采用同样类型的电阻，也就是说具有相同温度系数，通过以上温度校准方法，可以在调整电阻110的同时，相同地改变Rdly的大小，保持Tdly与温度无关，进而使振荡周期TCLK＝(IS1/IS2)*R*C+Tdly与温度无关。

[0219] 此外将电容Cdly与电容120采用具有相同的温度系数，通过以上温度校准方法，可以在调整电容120的同时，相同地改变Cdly的大小，保持Tdly与温度无关，进而使振荡周期TCLK＝(IS1/IS2)*R*C+Tdly与温度无关。

[0220] 通过本公开的各个实施例，可以通过改变电流、电阻和/或电容的方式来使得RC振荡器的振荡输出频率固定，而且还可以消除振荡器中所使用的元件对振荡输出频率所产生的影响，从而可以得到稳定的固定输出频率。

[0221] 在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例/方式”、“一些实施例/方式”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例/方式或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本申请的至少一个实施例/方式或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例/方式或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例/方式或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例/方式或示例以及不同实施例/方式或示例的特征进行结合和组合。

[0222] 此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本申请的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。

[0223] 本领域的技术人员应当理解，上述实施方式仅仅是为了清楚地说明本公开，而并非是对本公开的范围进行限定。对于所属领域的技术人员而言，在上述公开的基础上还可以做出其他变化或变型，并且这些变化或变型仍处于本公开的范围内。