变流器三端口电磁干扰模型参数提取方法

摘要

本发明公开了一种变流器三端口电磁干扰模型参数提取方法，包括：(1)根据功率变流器三端口电磁干扰模型拓扑，设计端口测试方案，选定外加测试电路的元件值，测得多组不同的端口电压电流时域数据；(2)利用apFFT结合时移相位差补偿的方法对端口电压电流时域数据进行时频变换，得到精度更高的端口电压电流频域幅值和相位；(3)利用仿真软件拟合得到三端口模型中的等效电流源和等效内阻的频谱幅值，并通过实验验证模型精度。与现有的变流器电磁干扰等效内阻提取方法相比，本发明测试过程方便，外加测试电路对模型精度几乎无影响，通过优化的数据处理方法得到高精度的端口EMI模型，为后续的EMI滤波器设计提供了重要的理论支撑。

权利要求

1.一种变流器三端口电磁干扰模型参数提取方法，包括如下步骤：(1)建立变流器的三端口电磁干扰模型拓扑及其模型参数计算表达式；

所述三端口电磁干扰模型拓扑包括两个等效干扰源IPG和ING以及三个等效阻抗ZPG、ZNG和ZPN，其中：等效干扰源IPG的正极与等效阻抗ZPG的一端以及等效阻抗ZPN的一端相连并作为模型的端口P，等效干扰源IPG的负极与等效干扰源ING的负极、等效阻抗ZPG的另一端以及等效阻抗ZNG的一端相连并作为模型的端口G，等效干扰源ING的正极与等效阻抗ZNG的另一端以及等效阻抗ZPN的另一端相连并作为模型的端口N；

模型参数计算表达式如下：

其中：iPG和iNG分别为等效干扰源IPG和ING的电流大小，zPG、zNG和zPN分别为等效阻抗ZPG、ZNG和ZPN的阻抗大小，vPG为端口P和G两端的电压大小，vNG为端口N和G两端的电压大小，iP0为流经端口P的电流大小，iN0为流经端口N的电流大小；

(2)对测试设备的探头进行频域下的幅值及相位校准，以补偿测试设备造成的幅值及相位误差；

(3)设计变流器模型端口的测试方案，即选择外加测试电路进行多组端口测试，得到多组关于模型端口电压电流的时域信号；

(4)对步骤(3)测得的时域信号进行apFFT处理，并通过时移相位差补偿得到信号的初始角频率以及频域幅值；

(5)根据步骤(4)得到多组模型端口电压电流信号的频域数据，采用非线性最小二乘法进行数据拟合得到三端口电磁干扰模型的模型参数。

2.根据权利要求1所述的变流器三端口电磁干扰模型参数提取方法，其特征在于：所述步骤(3)中的外加测试电路即在端口P与G之间以及端口N与G之间分别接入负载阻抗ZP0和ZN0，且外加测试电路的阻抗值应满足以下三个条件：①外加阻抗值不能过小，否则相当于短路，将会影响变流器的正常工作，具体要求负载阻抗ZP0的阻抗大小zP0＞0.1zPG，负载阻抗ZN0的阻抗大小zN0＞0.1zNG；②加入测试电路后，地回路不能产生过大的漏电流，漏电流的大小即流经端口G的电流大小iG0应低于EMC标准EN55022的要求；③外加阻抗值不能过大，为了使每组测试数据具有可区分度，方便后续计算，否则相当于开路状态，无法改变每一组的端口电流测试值，具体要求负载阻抗ZP0的阻抗大小zP0＜10zPG，负载阻抗ZN0的阻抗大小zN0＜

10zNG。

3.根据权利要求1所述的变流器三端口电磁干扰模型参数提取方法，其特征在于：所述步骤(4)中对时域信号进行apFFT处理的具体实现方式为：首先采用长度为2N-1的卷积窗对时域信号x(n)中的所有数据进行加权，n＝1,2,…,2N-1，N为大于1的自然数；然后对所有间隔为N的加权数据两两相加形成N个新数据，最后再对这N个新数据进行FFT即可得到全相位频谱结果。

4.根据权利要求3所述的变流器三端口电磁干扰模型参数提取方法，其特征在于：所述步骤(4)中时移相位差补偿的具体实现方式为：对一段时域信号x1(n)及其延时n0个点后的时域信号x2(n)分别进行apFFT处理得到对应的频谱结果Y1(k)和Y2(k)，进而根据以下公式计算出时域信号x1(n)的初始角频率w0及频域幅值A：其中：n0为给定的延时点数， 和 分别为频谱结果Y1(k)和Y2(k)中第k条谱线上的相位，k为大于0的自然数即频谱结果中谱线对应的序号，W()为卷积窗函数，Δw＝2πfs/N，fs为信号采样频率。

5.根据权利要求1所述的变流器三端口电磁干扰模型参数提取方法，其特征在于：所述步骤(5)中的非线性最小二乘法设置数据拟合的最大迭代次数为10万次，最大函数估计次数为10万次，最小二乘法的目标函数如下：min{P2+Q2}

说明书

变流器三端口电磁干扰模型参数提取方法

技术领域

[0001] 本发明属于变流器端口建模技术领域，具体涉及一种变流器三端口电磁干扰模型参数提取方法。

背景技术

[0002] 随着电力电子技术的发展，采用脉宽调制方式的变流器在新能源领域广泛应用；随着功率开关器件的开关频率不断提高，由开关高速动作引起的电磁干扰
(electromagnetic interference，EMI)也越来越严重，高频的EMI不仅会影响系统自身的
正常工作，缩短使用寿命，还会给电网带来高次谐波干扰，从而影响整个电网系统的安全、
稳定运行。

[0003] 目前主要通过加装滤波装置抑制变流系统中的电磁干扰，滤波器的设计需要综合考虑变流系统干扰源、内阻和负载阻抗的值，但是不同的变流系统中的电路拓扑差异较大，
控制器结构、元件参数等信息不易得到，研究其拓扑细节费时费力；因此，采用黑盒思想建
立变流器端口模型对EMI滤波器的研究和设计更有帮助。

[0004] 现有的端口建模技术主要通过外加阻抗电路，测试多组不同的端口电压值计算黑盒模型参数，但是模型中阻抗的高频寄生参数会带来误差，使得频域的模型参数不准确。同
时，因为这种方法是直接对测量的时域数据进行快速傅里叶变换(fast Fourier 
transform，FFT)，测量中通过示波器截取信号的过程是对信号加窗的过程，得到的数据是
实际信号与窗函数相乘的结果；如果示波器截取的信号波形长度并不是整数个周期，直接
对其进行FFT会产生频谱泄露问题，即某些频点的幅值溢出到周围频点，造成该频点幅值误
差，从而极大地影响模型的准确率。

[0005] 基于上述问题，为了消除信号经过FFT后产生的频谱泄露问题，需要对示波器截取到的时域信号加窗，通过数学手段对加窗后的时域波形进行FFT处理；一般来说，窗函数的
主瓣幅值大、带宽窄、旁瓣幅值小、旁瓣衰减速度快，这样的频谱与信号频谱进行卷积，可以
较好地抑制信号的频谱泄露问题，所以对窗函数的要求是频谱中主瓣尽量窄，边瓣幅度尽
量小，即频域能量主要集中在主瓣内。

[0006] 针对信号FFT过程带来的频谱泄露问题和栅栏效应导致的误差，有一些学者提出了频谱校正的方法，如文献《谢明,丁康.频谱分析的校正方法[J].振动工程学报,1994
(02):172-179》针对离散频谱中峰值谱线与实际的信号峰值没有对齐而带来的误差，提出
了一种对频域幅值进行校正的方法，该方法利用信号频谱主瓣内谱线的重心求出峰顶的坐
标,得到频率、幅值和相位。文献《丁康,罗江凯,谢明.离散频谱时移相位差校正法[J].应用
数学和力学,2002(07):729-735》提出了一种根据时移相位差对离散频谱进行校正的方法：
先对某段采样得到的时域信号x(n)的前N个点进行FFT分析，再对该段采样信号延时L个采
样点后的N点数据进行FFT分析，然后利用这两次FFT得到的频谱中对应的峰值谱线的相位
差进行频谱校正。在信号频点较少的情况下，上述方法得到的频谱分析结果具有一定的准
确性，但是当信号包含有多种频率成分时，谱间干扰严重，频谱校正的误差大大增加，所以
上述方法并不适用于密集频谱的校正。

[0007] 为了解决上述问题，文献《黄翔东,王兆华,罗蓬,et al.全相位FFT密集谱识别与校正[J].电子学报,2011(01):174-17》提出一种基于全相位FFT的密集谱识别与校正算法，
全相位FFT具有较好的抑制频谱泄漏的性能，并且得到的频谱的相位就是初始相位，但是作
者对该方法的仿真和应用只涉及了几个简单频点，没有探讨在较宽的频带内频谱校正的性
能。

发明内容

[0008] 鉴于上述，本发明提出了一种考虑apFFT和时移相位差补偿的变流器三端口电磁干扰模型参数提取方法，该方法通过设计外接测试电路，测试多组不同的端口电压电流数
据，对端口模型的参数进行计算；数据处理过程中，采用apFFT对所测的时域电压电流数据
进行傅里叶变换，对得到的电压电流离散频谱进行时移相位差补偿，得到准确的频率、幅值
和相位，最后通过仿真验证了该数据处理方法在较宽频段内比传统FFT有更好的结果。

[0009] 一种变流器三端口电磁干扰模型参数提取方法，包括如下步骤：

[0010] (1)建立变流器的三端口电磁干扰模型拓扑及其模型参数计算表达式；

[0011] (2)对测试设备的探头进行频域下的幅值及相位校准，以补偿测试设备造成的幅值及相位误差；

[0012] (3)设计变流器模型端口的测试方案，即选择外加测试电路进行多组端口测试，得到多组关于模型端口电压电流的时域信号；

[0013] (4)对步骤(3)测得的时域信号进行apFFT(all-phase FFT，全相位快速傅里叶变换)处理，并通过时移相位差补偿得到信号的初始角频率以及频域幅值；

[0014] (5)根据步骤(4)得到多组模型端口电压电流信号的频域数据，采用非线性最小二乘法进行数据拟合得到三端口电磁干扰模型的模型参数。

[0015] 进一步地，所述三端口电磁干扰模型拓扑包括两个等效干扰源IPG和ING以及三个等效阻抗ZPG、ZNG和ZPN，其中：等效干扰源IPG的正极与等效阻抗ZPG的一端以及等效阻抗ZPN的
一端相连并作为模型的端口P，等效干扰源IPG的负极与等效干扰源ING的负极、等效阻抗ZPG
的另一端以及等效阻抗ZNG的一端相连并作为模型的端口G，等效干扰源ING的正极与等效阻
抗ZNG的另一端以及等效阻抗ZPN的另一端相连并作为模型的端口N。

[0016] 进一步地，所述步骤(1)中的模型参数计算表达式如下：

[0017]

[0018] 其中：iPG和iNG分别为等效干扰源IPG和ING的电流大小，zPG、zNG和zPN分别为等效阻抗ZPG、ZNG和ZPN的阻抗大小，vPG为端口P和G两端的电压大小，vNG为端口N和G两端的电压大小，
iP0为流经端口P的电流大小，iN0为流经端口N的电流大小。

[0019] 进一步地，所述步骤(3)中的外加测试电路即在端口P与G之间以及端口N与G之间分别接入负载阻抗ZP0和ZN0，且外加测试电路的阻抗值应满足以下三个条件：①外加阻抗值
不能过小，否则相当于短路，将会影响变流器的正常工作，具体要求负载阻抗ZP0的阻抗大小
zP0＞0.1zPG，负载阻抗ZN0的阻抗大小zN0＞0.1zNG；②加入测试电路后，地回路不能产生过大
的漏电流，漏电流的大小即流经端口G的电流大小iG0应低于EMC标准EN55022的要求；③外加
阻抗值不能过大，为了使每组测试数据具有可区分度，方便后续计算，否则相当于开路状
态，无法改变每一组的端口电流测试值，具体要求负载阻抗ZP0的阻抗大小zP0＜10zPG，负载
阻抗ZN0的阻抗大小zN0＜10zNG。

[0020] 进一步地，所述步骤(4)中对时域信号进行apFFT处理的具体实现方式为：首先采用长度为2N-1的卷积窗对时域信号x(n)中的所有数据进行加权，n＝1,2,…,2N-1，N为大于
1的自然数；然后对所有间隔为N的加权数据两两相加形成N个新数据，最后再对这N个新数
据进行FFT即可得到全相位频谱结果。

[0021] 进一步地，所述步骤(4)中时移相位差补偿的具体实现方式为：对一段时域信号x1(n)及其延时n0个点后的时域信号x2(n)分别进行apFFT处理得到对应的频谱结果Y1(k)和Y2
(k)，进而根据以下公式计算出时域信号x1(n)的初始角频率w0及频域幅值A：

[0022]

[0023]

[0024] 其中：n0为给定的延时点数， 和 分别为频谱结果Y1(k)和Y2(k)中第k条谱线上的相位，k为大于0的自然数即频谱结果中谱线对应的序号，W()为卷积窗函数，Δw＝2
πfs/N，fs为信号采样频率。

[0025] 进一步地，所述步骤(5)中的非线性最小二乘法设置数据拟合的最大迭代次数为10万次，最大函数估计次数为10万次，最小二乘法的目标函数如下：

[0026] min{P2+Q2}

[0027]

[0028]

[0029] 与现有技术相比，本发明具有以下有益技术效果：

[0030] 1.本发明方法测试过程简单，只需要测试变流器端口电压和电流的时域数据，所用的测试设备包括示波器、两个电压探头和两个电流探头，不会引入外加阻抗高频寄生参
数的干扰。

[0031] 2.本发明数据处理方法中应用全相位FFT和时移相位差补偿法，解决了传统端口建模的时域数据FFT过程带来的误差问题，得到的频域数据的幅值和相位精度更高。

[0032] 3.本发明提高了端口模型频谱分析精度，模型中的等效干扰源内阻可以为EMI滤波器的设计提供重要的理论支撑。

附图说明

[0033] 图1为变流系统的电路原理示意图。

[0034] 图2为变流器三端口电磁干扰模型的结构示意图。

[0035] 图3为差分电压探头频谱校正示意图。

[0036] 图4为电流探头频谱校正示意图。

[0037] 图5为差分电压探头和电流探头的幅值补偿频域曲线示意图。

[0038] 图6为差分电压探头和电流探头的相位补偿频域曲线示意图。

[0039] 图7(a)为变流器三端口电磁干扰模型的等效干扰源IPG幅频曲线示意图。

[0040] 图7(b)为变流器三端口电磁干扰模型的等效干扰源ING幅频曲线示意图。

[0041] 图8(a)为变流器三端口电磁干扰模型的等效干扰内阻ZPG幅频曲线示意图。

[0042] 图8(b)为变流器三端口电磁干扰模型的等效干扰内阻ZNG幅频曲线示意图。

[0043] 图8(c)为变流器三端口电磁干扰模型的等效干扰内阻ZPN幅频曲线示意图。

[0044] 图9为apFFT+时移相位差补偿法与直接FFT法得到的模型相对误差频域曲线示意图。

[0045] 图10为端口模型得到的差模EMI与实测得到的差模EMI比较示意图。

[0046] 图11为端口模型得到的共模EMI与实测得到的共模EMI比较示意图。

具体实施方式

[0047] 为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。

[0048] 本发明变流器三端口电磁干扰模型参数提取方法，根据三端口模型的拓扑结构，确定端口等效干扰源和等效内阻的参数计算方法，通过设计外接测试电路，改变测试电阻
的阻抗值，测试得到多组不同的端口电压电流时域数据，再利用全相位FFT和时移相位差补
偿法对时域数据进行傅里叶变换，得到频域幅值和相位信息，最后通过数学工具拟合得到
三端口模型参数幅值信息，具体包括如下步骤：

[0049] (1)建立变流器三端口电磁干扰等效模型，确定模型参数计算方案。

[0050] 某不完全对称结构的某变流器系统如图1所示，为了提取等效干扰源内阻，通过变流器的三个输出端(包括接地端)建立三端口电磁干扰等效模型，如图2所示，其中P、N为逆
变器的两个输出端，G为接地端，IPG、ING分别为PG端和NG端的等效干扰源，ZPG、ZNG、ZPN分别为
三个端口之间的等效阻抗，ZP0和ZN0分别为PG端和NG端的负载阻抗。当没有外接阻抗测试电
路时，ZP0和ZN0为LISN的等效阻抗，由基尔霍夫电压和电流定律，可以得到公式：

[0051]

[0052] 要求解式中的五个参数值iPG、iNG、zPG、zNG、zPN，测试至少五组不同的电压电流数据，即可计算得到五个未知量。

[0053] (2)设计外接测试电路，选定测试电路拓扑及元件值，通过变流器端口测试测得多组端口电压电流时域数据。

[0054] 为了不影响系统的正常工作，将外加阻抗电路分别并联在PG和NG两个输出端口，考虑到端口电压vPN为电网电压220V，vPG和vNG约为110V，在未接外加阻抗电路时，PG端和NG
端的负载阻抗为LISN的阻抗值，约为50欧姆。外加了阻抗电路后，为了使每一组测试数据的
电压电流值都不同，根据并联电路分流的思想，并联的阻抗电路等效阻抗值不能过大，否则
相当于开路，起不到改变负载阻抗的作用，具体要求加在PG端的外接阻抗值zP0＜10zPG，加
在NG端的外接阻抗值zN0＜10zNG；同时外加阻抗值不能过小，否则相当于短路，将会影响变
流器的正常工作，具体要求加在PG端的外接阻抗值zP0＞0.1zPG，加在NG端的外接阻抗值zN0
＞0.1zNG；此外考虑到系统漏电流的影响，所以外加电路的阻抗值不能过小，否则系统的漏
电流就会过大，不仅有损坏设备的风险，还危及实验人员的安全，因此漏电流的值应低于
EMC标准EN55022的要求。

[0055] (3)对电压探头和电流探头的频域幅值和相位进行校准。

[0056] 通过图3和图4对测试设备(电压探头和电流探头)进行频域的幅值和相位的校准，得到以无源电压探头为基准的有源电压探头和电流探头的幅值和相位补偿值，如图5和图6
所示，对后续得到的端口电压电流频谱数据进行补偿，依据公式：

[0057]

[0058] 其中：ΔAVprobe(f)和ΔΦVprobe(f)为差分电压探头在频率f点处的幅值补偿和相位补偿，V1(f)和V2(f)分别为差分电压探头和无源电压探头在频率点f处测得的电压，ΦV1(f)
和ΦV2(f)分别为差分电压探头和无源电压探头在频率点f处测得的电压相位。

[0059]

[0060] 其中：ΔAIprobe(f)和ΔΦIprobe(f)分别为电流探头在频率f点处的幅值补偿和相位补偿，V(f)和I(f)分别为无源电压探头和电流探头在频率f点处测得的电压和电流，Z(f)为
负载阻抗在频率f处的阻抗值，ΦV(f)和ΦI(f)分别为无源电压探头和电流探头在频率点f
处测得的电压相位和电流相位，ΦZ(f)为负载阻抗在频率f处的相位。

[0061] (4)利用全相位FFT和时移相位差补偿法对测得的时域数据进行处理，得到准确的频域幅值和相位信息。

[0062] 根据步骤(2)中的方法连接端口测试电路，测试得到至少五组不同的PG和NG端口电压电流时域数据；应用apFFT对时域数据进行傅里叶变换，得到端口电压电流的频谱数
据，接着采用时移相位差补偿法离散频谱进行幅值和频点校正，最终得到各组电压电流的
频率、幅值和相位数据；然后根据步骤(3)的方法对得到频域数据幅值和相位信息进行补
偿。

[0063] (5)利用数学工具拟合得到变流器三端口电磁干扰模型的等效干扰源和等效内阻幅值，并对模型进行验证。

[0064] 根据步骤(4)中得到的多组端口电压电流频域数据，采用最优化算法拟合得到三端口等效电磁干扰模型中的五个参数。本发明中应用非线性最小二乘法对模型进行拟合，
设置算法的最优化目标为：

[0065] min{P2+Q2}

[0066]

[0067]

[0068] 设置最大迭代次数为10万次，最大函数估计次数为10万次，用测试的前8组数据拟合得到端口模型中等效干扰源IPG、ING和等效内阻ZPG、ZNG、ZPN在频域上的幅值和相位，用第9
组测试得到的端口电压频谱数据与模型输出电压频谱进行比较，验证所建立的端口模型的
准确性。

[0069] 下面将结合变流器三端口电磁干扰模型参数提取实例，对本发明具体实施方法进一步详细描述。

[0070] 本实施方法中采用一款光伏微型逆变器，对其进行三端口等效，得到其等效干扰源IPG、ING和等效内阻ZPG、ZNG、ZPN，外加阻抗电路连接情况如表1所示：

[0071] 表1

[0072]

[0073] 由表1可见，并联在PG端和NG端的外接测试电路为电阻和电容串联的结构，测试电路的电容值为2.2uF，电阻值为几欧姆；在150KHz-30MHz的频率范围内，外接电路的等效阻
抗值约为几欧姆，可以有效地改变端口测得的电流值；在工作频率50Hz时，电容阻抗幅值为
几千欧，相对于LISN阻抗，等效为开路，所以工频漏电流可忽略不计，保证了测试的安全性。
端口测试的时域数据通过全相位FFT和时移相位差补偿法进行处理，得到端口电压电流的
频谱数据，并对其进行探头补偿，最后利用非线性最小二乘法拟合得到三端口模型中的五
个参数幅值曲线图分别如图7(a)～图7(b)和图8(a)～图8(c)所示。采用传统的直接FFT法
对端口测试的数据进行处理，得到另一组端口模型参数，比较两种方法得到的端口模型相
对误差，如图9所示；将端口模型得到的端口电磁干扰电压与实测的EMI值进行对比，如图10
和图11所示，可以看出端口模型得到的端口干扰值与实测基本符合。

[0074] 上述对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改，并把在此说明的一般
原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述实施例，本领
域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围
之内。