基于三电平CLLLC谐振变换器的直流变压器拓扑及控制方法

摘要

本发明涉及一种基于三电平双向CLLLC谐振变换器的直流变压器拓扑及控制方法，拓扑包括高压侧拓扑、低压侧拓扑以及双向CLLLC谐振变换器；所述高压侧拓扑包括N个串联的半桥三电平电路，所述低压侧拓扑包括N个串联的全桥电路，每组所述半桥三电平电路与全桥电路通过所述双向CLLLC谐振变换器对应连接。此拓扑具有电压等级高的特点，从而降低直流变压器系统所需模块数量，减少系统占地面积和成本，降低系统发生故障的概率，并且该拓扑采用等效脉冲扩展发波法，可以实现能量双向流动、全范围软开关以及串联器件的均压。本发明提出了模块间移相控制，减小了低压侧并联模块输出总电流的纹波。N个模组的高压侧串联、低压侧并联的拓扑结构，适合于高压大容量场合。

权利要求

1.一种利用基于三电平双向CLLLC谐振变换器的直流变压器拓扑进行控制的方法，基于三电平双向CLLLC谐振变换器的直流变压器拓扑包括高压侧拓扑、低压侧拓扑以及双向CLLLC谐振变换器；所述高压侧拓扑包括N个串联的半桥三电平电路，所述低压侧拓扑包括N个并联的全桥电路，每组所述半桥三电平电路与全桥电路通过所述双向CLLLC谐振变换器对应连接，N为大于2的整数；

所述半桥三电平电路的一个桥臂为串联的开关管S1和S2，另一个桥臂为串联的开关管S3和S4，开关管S2和开关管S3的连接点连接双向CLLLC谐振变换器的原边的一个输入端；所述半桥三电平电路的输入端串联两个母线电容Cd1、Cd2，二者的连接点连接双向CLLLC谐振变换器的原边的另一个输入端；母线电容Cd1和Cd2的连接点连接钳位二极管D5的正极和钳位二极管D6的负极，钳位二极管D5的负极连接开关管S1和S2的连接点以及飞跨电容Css的一端，钳位二极管D6的正极连接开关管S3和S4的连接点以及飞跨电容Css的另一端；

所述全桥电路的四个桥臂分别为开关管S5、S6、S7和S8；开关管S5和S6的连接点以及开关管S7和S8的连接点分别连接到双向CLLLC谐振变换器的副边的两个输出端，所述全桥电路的输出端并联母线电容Co；

其特征在于：采用PWM驱动每组所述半桥三电平电路与全桥电路的开关管S1至S8，使得：开关管S1与S4互补，S2与S3互补，S2滞后于S1一个移相角，S5、S8相同且和S6、S7互补，S6、S7相同，S5的上升沿与S1上升沿同时刻，S5的下降沿与S2的下降沿同时刻；

后一个所述半桥三电平电路与全桥电路的驱动PWM脉冲的相位差滞后于前一个所述半桥三电平电路与全桥电路的驱动PWM脉冲360°/N并循环；

每组所述半桥三电平电路与全桥电路的包括依次发生的6个运行模态：运行模态1：在开关管S2导通时刻，高压侧谐振电流ip通过开关管S1、S2开始正向流动，VAB电压为Vin/2，VAB为所述双向CLLLC谐振变换器的输入电压，Vin为所述半桥三电平电路输入电压；低压侧谐振电流is通过开关管S5、S8以正弦的规律增大，VCD为Vo，VCD为所述双向CLLLC谐振变换器的输出电压，Vo为所述全桥电路的输出电压，低压侧电压钳位励磁电感Lm电压，高压侧励磁电流iLm线性增大；

运行模态2：在开关管S1关断时刻，高压侧谐振电流ip与高压侧励磁电流iLm相等，低压侧谐振电流is下降为零并开始反向流动，而低压侧电压继续钳位励磁电感Lm电压，高压侧励磁电流iLm继续线性增大，高压侧谐振电流ip继续以正弦的规律变化降低；开关管S1关断，高压侧谐振电流ip给S1内部的结电容C1充电，同时开关管S4内部的结电容C4通过Crss放电，VAB逐渐减小至零，高压侧谐振电流ip接近高压侧励磁电流iLm且电流值接近于零，开关管S4的电压降为零；

运行模态3：在VAB开始为零的时刻，开关管S1和S4内部的结电容C1和C4充放电已完成，高压侧谐振电流ip与高压侧励磁电流iLm相等并通过原边漏感Lr1、原边谐振电容Cr1、钳位二极管D5和开关管S2环流，所述双向CLLLC谐振变换器的输入电压VAB电压为零，低压侧谐振电流is继续按照正弦规律反向增大；

运行模态4：在VAB停止为零的时刻，开关管S2、S5和S8关断，高压侧谐振电流ip给S2内部的结电容C2充电，开关管S3内部的结电容C3通过飞跨电容Css放电，高压侧谐振电流ip接近高压侧励磁电流iLm且电流值接近于零，开关管S3的电压降为零；低压侧开关管S5‑S8内部的结电容C5‑C8开始充放电，低压侧谐振电流is接近于零，S6和S7的电压降为零；充放电完成后VAB变为‑Vin/2，VCD变为‑Vo；

运行模态5：开关管S4、S6、S7导通，由于此时开关管S4、S6和S7两端电压为零；开关管S3暂未开通，高压侧谐振电流ip通过开关管S3内部的体二极管D3并逐渐减小；VAB为‑Vin/2，VCD为‑Vo，高压侧励磁电流iLm开始线性减小，低压侧谐振电流is按照正弦规律变化；

运行模态6：开关管S3导通，开关管S3两端电压为0，高压侧谐振电流ip继续减小至0，高压侧励磁电流iLm继续线性减小，低压侧谐振电流is继续按照正弦规律变化。

2.如权利要求1所述的一种利用基于三电平双向CLLLC谐振变换器的直流变压器拓扑进行控制的方法，其特征在于：所述双向CLLLC谐振变换器包括并联在原边的励磁电感Lm，串联在原边一个输入端的漏感Lr1，串联在原边另一个输入端的谐振电容Cr1，串联在副边的一个输出端的漏感Lr2，串联在副边的另一个输出端的谐振电容Cr2。

3.如权利要求1或2所述的一种利用基于三电平双向CLLLC谐振变换器的直流变压器拓扑进行控制的方法，其特征在于：开关管S1至S8采用PWM驱动，每个对应的所述半桥三电平电路与全桥电路满足：开关管S1与S4互补，S2与S3互补，S2滞后于S1一个移相角，S5、S8相同且和S6、S7互补，S6、S7相同，S5的上升沿与S1上升沿同时刻，S5的下降沿与S2的下降沿同时刻。

说明书

基于三电平CLLLC谐振变换器的直流变压器拓扑及控制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及变压器设计技术领域，尤其涉及一种基于三电平CLLLC谐振变换器的直流变压器拓扑及控制方法。

背景技术

[0002] 两电平LLC谐振变换器因为其结构简单、软开关特性优越，在业界得到了越来越广泛的应用，但是主要存在以下缺点：

[0003] 1)两电平拓扑中开关管的电压应力较大，特别在较高的电压应用场合，需要多个模块串联才能满足要求，较多的串联模块数导致系统发生故障的概率增大、体积增大、成本
增加，影响系统的稳定性和可靠性，并增加了系统维护的工作量及系统占地面积；

[0004] 2)目前，三电平LLC拓扑多集中于充电机等能量单向流动领域，无法满足直流变压器隔离级能量双向流动的要求。

[0005] 专利申请《一种三电平LLC谐振变换器》，其核心思想为：当谐振变换器负载过载或短路时，通过箝位绕组和谐振电感或变压器的耦合以及二极管的共同作用将谐振电容的电
压箝位在输入电压或其他值，从而避免主开关失去零电压开通，抑制原边开关电流应力的
目的。但是该专利申请电路拓扑较复杂；副边为二极管整流，能量只能单向流动，无法实现
能量的双向流动；电路拓扑适合于低压应用场合，无法用于中压或高压场合。

[0006] 专利申请《三电平LLC电路的控制方法》，技术方案为：(a)采样输出电压和输出电流,闭环检测电路得到开关频率和占空比；(b)将开关频率和参考开关频率进行比较,根据
比较结果,闭环检测电路调节控制信号中的开关率和控制信号中的占空比,使输出电压保
持在设定电压。但是该专利申请副边为二极管整流，能量只能单向流动，无法实现能量的双
向流动；电路拓扑适合于低压应用场合，无法用于中压或高压场合。

[0007] 专利申请《一种三相三电平LLC谐振变换器》，技术方案为：一种三相三电平LLC谐振变换器，包括由三个三电平桥臂并联构成的逆变器、三相变压器、由三组谐振电容和谐振
电感串联连接后和三相变压器的三个励磁电感构成的谐振电路、与三相变压器副边连接的
三相整流电路、连接在三相整流电路输出端的滤波电路。每个开关管的电压应力为输入电
压的一半。但是该专利申请副边为二极管整流，能量只能单向流动，无法实现能量的双向流
动；电路拓扑适合于低压应用场合，无法用于中压或高压场合。

发明内容

[0008] 针对现有直流变压器模块数量多、体积大、成本高、系统故障发生概率大等问题，提出一种基于三电平CLLLC谐振变换器的直流变压器拓扑及控制方法，此拓扑具有电压等
级高的特点，从而降低直流变压器系统所需模块数量，减少系统占地面积和成本，降低系统
发生故障的概率。该拓扑采用等效脉冲拓展PWM控制方法，可以实现能量双向流动、全范围
软开关以及串联器件的均压。

[0009] 为达到上述目的，本发明提供了一种基于三电平双向CLLLC谐振变换器的直流变压器拓扑，包括高压侧拓扑、低压侧拓扑以及双向CLLLC谐振变换器；所述高压侧拓扑包括N
个串联的半桥三电平电路，所述低压侧拓扑包括N串联的全桥电路，每组所述半桥三电平电
路与全桥电路通过所述双向CLLLC谐振变换器对应连接，N为大于2的整数。

[0010] 进一步地，所述半桥三电平电路的一个桥臂为串联的开关管S1和S2，另一个桥臂为串联的开关管S3和S4，开关管S2和开关管S3的连接点连接双向CLLLC谐振变换器的原边的一
个输入端；所述半桥三电平电路的输入端串联两个母线电容Cd1、Cd2，二者的连接点连接双
向CLLLC谐振变换器的原边的另一个输入端；母线电容Cd1和Cd2的连接点连接钳位二极管
D5的正极和钳位二极管D6的负极，钳位二极管D5的负极连接开关管S1和S2的连接点以及飞
跨电容Css的一端，钳位二极管D6的正极连接开关管S3和S4的连接点以及飞跨电容Css的另一
端；

[0011] 所述全桥电路的四个桥臂分别为开关管S5、S6、S7和S8，开关管S5、和S6的连接点以及开关管S7和S8的连接点分别连接到双向CLLLC谐振变换器的副边的两个输出端，所述全桥
电路的输出端并联母线电容Co。

[0012] 进一步地，所述双向CLLLC谐振变换器包括并联在原边的励磁电感Lm，串联在原边一个输入端的漏感Lr1，串联在原边另一个输入端的谐振电容Cr1，串联在副边的一个输出端
的漏感Lr2，串联在副边的另一个输出端的谐振电容Cr2。

[0013] 进一步地，开关管S1至S8采用PWM驱动，每个对应的所述半桥三电平电路与全桥电路满足：开关管S1与S4互补，S2与S3互补，S2滞后于S1一个移相角，S5、S8相同且和S6、S7互补，
S6、S7相同，S5的上升沿与S1上升沿同时刻，S5的下降沿与S2的下降沿同时刻。

[0014] 进一步地，后一组所述半桥三电平电路与全桥电路的驱动PWM脉冲的相位差滞后于前一组360°/N并循环。

[0015] 本发明另一方面提供一种利用所述的基于三电平双向CLLLC谐振变换器的直流变压器拓扑进行控制的方法，采用PWM驱动每组所述半桥三电平电路与全桥电路的开关管S1
至S8，使得：开关管S1与S4互补，S2与S3互补，S2滞后于S1一个移相角，S5、S8相同且和S6、S7互
补，S6、S7相同，S5的上升沿与S1上升沿同时刻，S5的下降沿与S2的下降沿同时刻；

[0016] 后一组所述半桥三电平电路与全桥电路的驱动PWM脉冲的相位差滞后于前一组360°/N并循环。

[0017] 进一步地，每组所述半桥三电平电路与全桥电路的包括依次发生的6个运行模态：

[0018] 运行模态1：在开关管S2导通时刻，高压侧谐振电流ip通过开关管S1、S2开始正向流动，VAB电压为Vin/2，VAB为所述双向CLLLC谐振变换器的输入电压，Vin为所述半桥三电平电路
输入电压；低压侧谐振电流is通过开关管S5、S8以正弦的规律增大，VCD为Vo，VCD为所述双向
CLLLC谐振变换器的输出电压，Vo为所述全桥电路的输出电压，低压侧电压钳位励磁电感Lm
电压，高压侧励磁电流iLm线性增大；

[0019] 运行模态2：在开关管S1关断时刻，高压侧谐振电流ip与高压侧励磁电流iLm相等，低压侧谐振电流is下降为零并开始反向流动，而低压侧电压继续钳位励磁电感Lm电压，高压
侧励磁电流iLm继续线性增大，高压侧谐振电流ip继续以正弦的规律变化降低；开关管S1关
断，高压侧谐振电流ip给S1内部的结电容C1充电，同时开关管S4内部的结电容C4通过Crss放
电，VAB逐渐减小至零，高压侧谐振电流ip接近高压侧励磁电流iLm且电流值接近于零，开关管
S4的电压降为零；

[0020] 运行模态3：在VAB开始为零的时刻，开关管S1和S4内部的结电容C1和C4充放电已完成，高压侧谐振电流ip与高压侧励磁电流iLm相等并通过原边漏感Lr1、原边谐振电容Cr1、钳
位二极管D5和开关管S2环流，所述双向CLLLC谐振变换器的输入电压VAB电压为零，低压侧谐
振电流is继续按照正弦规律反向增大；

[0021] 运行模态4：在VAB停止为零的时刻，开关管S2、S5和S8关断，高压侧谐振电流ip给S2内部的结电容C2充电，开关管S3内部的结电容C3通过飞跨电容Css放电，高压侧谐振电流ip接
近高压侧励磁电流iLm且电流值接近于零，开关管S3的电压降为零；低压侧开关管S5‑S8内部
的结电容C5‑C8开始充放电，低压侧谐振电流is接近于零，S6和S7的电压降为零；充放电完成
后VAB变为‑Vin/2，VCD变为‑Vo；

[0022] 运行模态5：开关管S4、S6、S7导通，由于此时开关管S4、S6和S7两端电压为零；开关管S3暂未开通，高压侧谐振电流ip通过开关管S3内部的体二极管D3并逐渐减小；VAB为‑Vin/2，
VCD为‑Vo，高压侧励磁电流iLm开始线性减小，低压侧谐振电流is按照正弦规律变化；

[0023] 运行模态6：开关管S3导通，开关管S3两端电压为0，高压侧谐振电流ip继续减小至0，高压侧励磁电流iLm继续线性减小，低压侧谐振电流is继续按照正弦规律变化。

[0024] 本发明的上述技术方案具有如下有益的技术效果：

[0025] (1)本发明提出了一种基于三电平双向CLLLC谐振变换器的直流变压器拓扑，高压侧采用半桥三电平拓扑，低压侧采用全桥拓扑，中间级采用高频隔离变压器和电气对称双
向CLLLC结构设计，保证能量双向流动；高压侧半桥三电平通过二极管和飞跨电容箝位。

[0026] (2)本发明提出了基于三电平双向CLLLC谐振变换器的等效脉冲拓展PWM控制方法，以保证高压侧开关管和低压侧开关管均能实现全范围零电流开关ZVS和准零电流开关
ZCS，并保证高压侧串联开关管均压。

[0027] (3)本发明针对直流变压器系统，提出了模块间移相控制，减小了低压侧并联模块输出总电流的纹波。

[0028] (4)本发明拓扑可扩展为N个模组的高压侧串联、低压侧并联的拓扑结构，适合于高压大容量场合。

[0029] (5)与常规两电平拓扑相比，此拓扑在理论上可以将高压侧电压等级提高一倍，进而可以使得系统模块数减少一半；高压侧用薄膜电容代替一个桥臂的开关器件，减小开关
器件数量；其谐振腔设计采用电气对称设计，可以利用合适的PWM控制方法实现能量的双向
流动。

附图说明

[0030] 图1是用于直流配网的三电平双向CLLLC直流变压器系统拓扑结构图；

[0031] 图2为三电平双向CLLLC直流变压器模组拓扑图；

[0032] 图3为双向混合型半桥三电平双向CLLLC工作波形图；

[0033] 图4为高到低运行时的模态电路图，其中(a)为运行模态1[t1，t2]；(b)为运行模态2[t2，t3]；(c)为运行模态3[t3，t4]；(d)为运行模态4[t4，t5]；(e)为运行模态5[t5，t6]；(f)为
运行模态6[t6，t7]；

[0034] 图5为高到低模式输入和输出电压波形，其中(a)为满载工况；(b)为空载工况；

[0035] 图6为高压侧满载工况串联器件均压波形；

[0036] 图7为高压侧软开关波形，其中(a)为满载时高压侧ZVS波形；(b)为空载时高压侧ZVS波形；(c)为满载时高压侧ZCS波形；(d)为空载时高压侧ZCS波形；

[0037] 图8为低压侧满载和空载工况软开关波形，其中(a)为满载时低压侧ZVS波形；(b)为空载时低压侧ZVS波形；(c)为满载低压侧ZCS波形；(d)为空载低压侧ZCS波形。

具体实施方式

[0038] 为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明了，下面结合具体实施方式并参照附图，对本发明进一步详细说明。应该理解，这些描述只是示例性的，而并非要限制本发
明的范围。此外，在以下说明中，省略了对公知结构和技术的描述，以避免不必要地混淆本
发明的概念。

[0039] 图1为本发明提出的用于直流配网的三电平双向CLLLC直流变压器系统拓扑结构图，其中高压侧为N个子模块串联，低压侧为N个子模块并联，该拓扑应用于中压直流母线与
低压直流母线间的电压变换及母线间能量的双向流动。图2为三电平双向CLLLC直流变压器
模组拓扑图。

[0040] 图2中，其中S1‑S4为高压侧开关管，S5‑S8为低压侧开关管，D1‑D4、D7‑D10与C1‑C8分别为S1‑S8内部的体二极管和等效结电容，Lm为高频隔离变压器TR的励磁电感，Lr1为高频隔离
变压器TR的原边漏感，Lr2为高频隔离变压器TR的副边漏感，Cr1为高压侧谐振电容，Cr2为低压
侧谐振电容，Css为飞跨电容，D5和D6为钳位二极管，Cd1和Cd2为高压侧母线电容，Co为低压侧
母线电容。

[0041] 其拓扑结构如下：

[0042] 1)高压侧采用半桥三电平拓扑；

[0043] 2)低压侧采用全桥拓扑；

[0044] 3)中间级采用电气对称双向CLLLC结构设计；Lr1、Cr1和Lr1、Lm、Cr1分别构成变压器原边两个LC谐振网络，Lr2和Cr2组成变压器副边LC谐振网络。

[0045] 与常规两电平拓扑相比，此拓扑在理论上可以将高压侧电压等级提高一倍，进而可以使得系统模块数减少一半；高压侧用薄膜电容代替一个桥臂的开关器件，减小开关器
件数量；其谐振腔设计采用电气对称设计，可以利用合适的PWM控制方法实现能量的双向流
动。

[0046] 本发明以能量从高压侧向低压侧流动为例，对混合型三电平双向CLLLC谐振变换器的工作原理进行分析如下

[0047] 针对单个功率模组，所提等效脉冲拓展PWM控制方法：即S1与S4互补，S2与S3互补，S2滞后于S1一个移相角，S5、S8相同且和S6、S7互补，S6、S7相同，S5的上升沿与S1上升沿同时刻，
S5的下降沿与S2的下降沿同时刻，

[0048] 针对直流变压器系统，为了减小低压侧并联模块输出总电流的纹波，在上述PWM控制方法的基础上提出了模块间移相控制，即各个模块间驱动PWM脉冲的相位差为360°/N，具
体为：第二个模块的S1驱动PWM脉冲滞后第一个模块的S1驱动PWM脉冲360°/N，依次类推。第
二个模块至第N个模块的S2‑S8开关管PWM脉冲按单个模组的等效脉冲拓展PWM控制方法产
生。

[0049] 图3为混合型半桥三电平双向CLLLC谐振变换器能量从高压侧到低压侧流动的主要理论工作波形，以下对前半周期的工作原理进行分析。图4为此工作模式下的运行模态电
路图。

[0050] 此电路高到低具体的工作过程描述如下：

[0051] 1)运行模态1[t1‑t2]：在t1时刻，高压侧谐振电流ip通过S1、S2开始正向流动，VAB电压为Vin/2。低压侧谐振电流is过S5、S8以正弦的规律增大，VCD电压为Vo，低压侧电压钳位变压
器励磁电感电压，高压侧励磁电流iLm线性增大。

[0052] 2)运行模态2[t2‑t3]：在t2时刻，高压侧谐振电流ip与励磁电流iLm相等，低压侧谐振电流is下降为零并开始反向流动，而低压侧电压继续钳位励磁电感电压，iLm继续线性增
大，ip继续以近正弦的规律变化降低。此刻S1关断，ip给S1的结电容C1充电，同时S4的结电容
C4通过Crss放电，VAB电压逐渐减小至零，ip接近iLm且电流值较小，S1可以实现准ZCS，S4的电压
降为零，为实现ZVS做好准备。

[0053] 3)运行模态3[t3‑t4]：在t3时刻，结电容C1和C4充放电已完成，高压侧谐振电流ip与高压侧励磁电流iLm相等并通过Lr1、Cr1、D5和S2环流，VAB电压为0，低压侧谐振电流is继续按照
正弦规律反向增大。

[0054] 4)运行模态4[t4‑t5]：在t4时刻，S2、S5和S8关断，高压侧谐振电流ip给S2的结电容C2充电，S3的结电容C3通过Crss放电，ip接近iLm且电流值较小，S2可以实现准ZCS，S3的电压降为
零，为实现ZVS做好准备。低压侧S5‑S8的结电容C5‑C8开始充放电，低压侧谐振电流is较小，S5
和S8实现准ZCS，S6和S7的电压降为零，为实现ZVS做好准备。充放电完成后VAB电压变为‑Vin/
2，VCD电压变为‑Vo。

[0055] 5)运行模态5[t5‑t6]：在t5时刻，S4、S6、S7导通，由于此时S4、S6和S7两端电压为零，实现ZVS。S3暂未开通，高压侧谐振电流ip通过S3的体二极管D3并逐渐减小。VAB电压为‑Vin/2，
VCD电压为‑Vo，高压侧励磁电流iLm开始线性减小，低压侧谐振电流is按照正弦规律变化。

[0056] 6)运行模态6[t6‑t7]：在t6时刻，S3导通，此时S3两端电压为0，实现零电流开关ZVS，高压侧谐振电流ip继续减小至0，高压侧励磁电流iLm继续线性减小，低压侧谐振电流is继续
按照正弦规律变化。

[0057] 本发明中提出的应用于直流配网的直流变压器拓扑采用上述控制方法后的试验波形如下：

[0058] 图5为满载和空载工况时输入电压和输出电压波形。由图可知，当高压侧输入额定电压1000V时，低压侧输出电压稳定在额定值280V左右，空载较满载高5V，误差小于1％，其
电压增益与设计一致。

[0059] 图6为高压侧满载工况串联器件均压波形。由图可知，高压侧S1和S2不均压度小于1％，其不均压度符合设计要求。

[0060] 图7为高压侧满载和空载工况软开关波形。由图7(a)和(b)可知，在S1的驱动信号未到高电平之前，S1的DS之间的电压已经降到零，S1实现ZVS。S2驱动信号滞后于S1的驱动信
号200ns，由图7(a)和(b)分析可知，S2实现ZVS。

[0061] 由图7(c)和(d)可知，在S1的驱动信号由高电平变低电平且DS之间的电压开始上升时，S1有很小的电流ip通过，关断损耗几乎为零，S1实现准ZCS，同理认为S2实现ZCS。因此
高压侧开关管实现全范围ZVS和准ZCS。

[0062] 图8为低压侧满载和空载工况软开关波形。由图8(a)和(b)可知，在S5的驱动信号未到高电平之前，S5的DS之间的电压降到零，S5实现ZVS。由图8(c)和(d)可知，在S5的驱动信
号由高电平变低电平且DS之间的电压开始上升的时候，电流已过零开始反向流动，S5实现
准ZCS。低压侧开关管实现全范围ZVS和准ZCS。

[0063] 综上所述，本发明涉及一种基于三电平双向CLLLC谐振变换器的直流变压器拓扑及控制方法，适用于中低压直流配电网、新能源并网、能源互联网等可能用到的中低压双向
隔离直流电压变换领域。目前，LLC谐振变换器存在一些缺点，如：两电平拓扑中开关管的电
压应力较大，特别在较高的电压应用场合，需要多个模块串联才能满足要求，较多的串联模
块数导致系统发生故障的概率增大、体积增大、成本增加，影响系统的稳定性和可靠性，并
增加了系统维护的工作量及系统占地面积；三电平LLC拓扑多集中于充电机等能量单向流
动领域，无法满足直流变压器隔离级能量双向流动的要求。针对上述直流变压器存在的问
题，提出一种隔离级混合型三电平双向CLLLC谐振变换器拓扑，此拓扑具有电压等级高的特
点，从而降低直流变压器系统所需模块数量，减少系统占地面积和成本，降低系统发生故障
的概率，并且该拓扑采用等效脉冲扩展发波法，可以实现能量双向流动、全范围软开关以及
串联器件的均压。

[0064] 应当理解的是，本发明的上述具体实施方式仅仅用于示例性说明或解释本发明的原理，而不构成对本发明的限制。因此，在不偏离本发明的精神和范围的情况下所做的任何
修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。此外，本发明所附权利要求旨
在涵盖落入所附权利要求范围和边界、或者这种范围和边界的等同形式内的全部变化和修
改例。