一种变压器辅助型PWM三电平零电压软开关逆变器转让专利
申请号 : CN202010302133.X
文献号 : CN111711373B
文献日 : 2022-03-18
发明人 : 禹健 , 安永泉
申请人 : 山西大学
摘要 :
权利要求 :
1.一种变压器辅助型PWM三电平零电压软开关逆变器,其特征在于:包括有第一主开关管S1、第二主开关管S2、第三主开关管S3、第四主开关管S4、第五主开关管S5、第六主开关管S6、第一分压电容Cd1、第二分压电容Cd2、隔离变压器T、初级绕组T1、次级绕组T2、钳位二极管D7、谐振电感Lr、飞跨电容Cs,第一主开关管S1的源极、第二主开关管S2的漏极相连于a点,这两个开关管构成高速开关上桥臂;所述第四主开关管S4的源极、第五主开关管S5的漏极相连于b点,这两个开关管构成高速开关下桥臂;第三主开关管S3的源极、第六主开关管S6的漏极相连于c点,这两个开关管构成低速开关桥臂;第二主开关管S2的源极、第四主开关管S4的漏极、第一分压电容Cd1的负极和第二分压电容Cd2的正极连于o点;第一分压电容Cd1和第二分压电容Cd2两端的电压分别为VDC/2;第一分压电容Cd1的正极与隔离变压器T的次级绕组T2的异名端、第一开关管S1的漏极相连;第二分压电容Cd2的负极与钳位二极管D7的正极、第五开关管S5的源极相连;钳位二极管D7的负极与变压器次级绕组T2的同名端相连;谐振电感Lr的一端与a点相连,另一端与隔离变压器T的初级绕组T1的同名端相连;隔离变压器T的初级绕组T1的异名端与飞跨电容Cs的阳极相连;飞跨电容Cs的阴极与b点相连;隔离变压器T的初级绕组T1的匝数与次级绕组T2的匝数比为1/k;负载的一端与c点相连,另一端与o点相连。
2.根据权利要求1所述的一种变压器辅助型PWM三电平零电压软开关逆变器,其特征在于:
iLOAD为流经负载电阻Load的工作电流;VO‑M为如果没有开关反并联二极管钳位,换流谐振电压的最大值;Ton为主开关S1开通的时间,T4‑5为t4时刻到t5时刻之间的时段;及文中所有ti‑j形式为ti时刻到tj时刻的时间段;
当负载电流为正时工作模式及切换时间间隔为:当电路处于稳定状态,S2、S3、S5处于导通状态,S1、S2、S4处于关断状态;钳位二极管D7和开关管的反并联二极管处于关断状态;
t0时刻,关断S5;
S5关断后延迟DP1,导通S4;
S4导通后延迟DP2,关断S2;
S2关断后延迟DP3,导通S1;
S1导通后延迟DP4,关断S4;
S4关断后延迟DP5,导通S5;
S5导通后延迟DP6,关断S1;
S1关断后延迟DP7,导通S2;
当负载电流为负时工作模式及切换时间间隔为:电路处于稳定状态,S1、S4、S6处于导通状态,S2、S3、S5处于关断状态;钳位二极管D7和开关管的反并联二极管处于关断状态;
t0时刻,关断S1;
S1关断后延迟DN1,导通S2;
S2导通后延迟DN2,关断S4;
S4关断后延迟DN3,导通S5;
S5导通后延迟DN4,关断S2;
S2关断后延迟DN5,导通S1;
S1导通后延迟DN6,关断S5;
S5关断后延迟DN7,导通S4;
以下参数均为输入量:VDC为直流母线电压;T3‑B为S1和S5最短开通时间;Iboost为换流电流峰值中超过负载电流的部分;Coss为主开关管S1‑S6并联吸收电容:Coss=C1=C2=C3=C4=C5=C6;以下参数均根据输入量约束表达;k为变压器匝比;Lr为换流电感;Lm为激磁电感;
为S1和S5换流前的激磁电流值,与每个开关周期中的负载电流值成正相关;
β为主开关ZVS实现的保障系数,理想状态为1,其中TA‑4为负载电流不同时tA‑t4的时间间隔,T1‑A为负载电流不同时t1‑tA的时间间隔,TA‑4和T1‑A值最小分别为TA‑4_min和T1‑A_min。
3.根据权利要求2所述的一种变压器辅助型PWM三电平零电压软开关逆变器,其特征在于:
当输出电流为正时各模式具体描述和间隔时间的计算过程为:模式1,t
S5两端电压 和电流 表达式为:其中:
在t1时刻,b点电位谐振至VDC/2,本模式持续时间为:模式3,t1‑t2:t1时刻,S5两端电压充电至VDC/2,D4零电压导通;激磁电感Lm和换流电感Lr串联两端电压为 换流电流iLr和激磁电流iLm以相同的斜率减少;tA时刻,换流电流和激磁电流反向减少至零,变压器原边被钳位为kVDC,S4在时间段t1‑tA之间控制导通为ZVS导通;
tA之后,换流电感两端的电压为 激磁电感两端电压为kVDC;换流电流iLr和激磁电流iLm以不同的斜率正向增加;
t1‑tA换流电流为:
S4的软开通时间为:
S5关断到S4导通时间间隔DP1为:tA‑t2谐振电流即换流电流中不包括激磁电流的部分,即参与S1换流的电流增量为:t2时刻,谐振电流的值增至最大值:iR(t2)=Iboost+iLoad (27)其中:Iboost为谐振电流中超过负载电流的部分联立,充电模式TA‑2的持续时间为:S4导通到S2关断时间间隔DP2为:模式4,t2‑t3:t2时刻,主开关S2关断,谐振电流iR中超过负载电流的部分Iboost对电容C1放电C2充电,a点的电位开始谐振上升;
S2两端电压 和谐振电流iR表达式为:其中:
t3时刻,a点电位上升至VDC;本模式持续时间为:其中:
模式5,t3‑t4:t3时刻,a点电位升至VDC,D1自然导通,S1符合ZVS换流条件;谐振电感电流iR线性下降,tB时刻,谐振电感电流iR降至负载电流iLoad;主开关管S1在时间段t3‑tB之间控制导通实现ZVS导通;
主开关ZVS开通模式持续时间为:S2关断到S1导通时间间隔DP3为:本模式持续时间为:
S1导通到S4关断时间间隔DP4为:模式6,t4‑t6:在t4时刻,谐振电流iR降至0;激磁电流 增至 t5时刻,关断S4;激磁电流 对C4充电C5放电,b点电位开始谐振下降;
S4两端电压 和电流 表达式为:其中:
在t6时刻,b点电位谐振至0,本模式持续时间为:模式7,t6‑t7:t6时刻,b点电位降到0,D5自然导通;t6‑t7,激磁电流反向增大;
本模式激磁电流为:
S5的软开通时间为:
S4关断到S5导通时间间隔DP5为:t7时刻,激磁电流 增至 本模式持续时间为:S5导通到S1关断时间间隔DP6为:模式8,t7‑t8:t7时刻,关断S1,负载电流iLoad对C1充电,C2放电,a点电位线性下降;t8时刻,a点电位降至VDC/2,二极管D2自然导通;S2在t8之后控制导通;
本模式持续时间为:
S1关断到S2导通时间间隔DP7为:DP7=T7‑8 (49)当输出电流为负时各模式具体描述和间隔时间的计算过程为:模式1,t
S1两端电压 和电流 表达式为:其中:
在t1时刻,a点电位谐振至VDC/2,本模式持续时间为:模式3,t1‑t2:t1时刻,电容C1充电至VDC/2,D2零电压导通;激磁电感Lr和换流电感Lr两端电压为 换流电流iLr和激磁电流iLm以相同的斜率反向减少;tA时刻,换流电流和激磁电流反向减少至零,变压器原边被钳位为kVDC,S2在时间段t1‑tA之间控制导通为ZVS导通;tA之后,换流电感两端的电压为 激磁电感两端电压为kVDC;换流电流和激磁电流以不同的斜率正向增加;
t1‑tA换流电流为:
S2的软开通时间为:
S1关断到S2导通时间间隔DN1为:tA‑t2谐振电流即换流电流中不包括激磁电流的部分,即参与S1换流的电流增量为:t2时刻,谐振电流的值增至最大值:iR(t2)=Iboost+iLoad (58)其中:Iboost为谐振电流中超过负载电流的部分联立,充电模式TA‑2的持续时间为:S2导通到S4关断时间间隔DN2为:模式4,t2‑t3:t2时刻,主开关S4关断,谐振电流iR中超过负载电流的部分Iboost对电容C5放电C4充电,b点的电位开始谐振下降;
S4两端电压 和谐振电流iR表达式为:其中:
t3时刻,b点电位下降至0;本模式持续时间为:其中:
模式5,t3‑t4:t3时刻,a点电位降至0,D5自然导通,S5符合ZVS换流条件;谐振电流iR线性下降,tB时刻,谐振电流iR降至负载电流iLoad;主开关管S5在时间段t3‑tB之间控制导通实现ZVS导通;
由,得:主开关ZVS开通模式持续时间为:S4关断到S5导通时间间隔DN3为:本模式持续时间为:
S5导通到S2关断时间间隔DN4为:模式6,t4‑t6:在t4时刻,谐振电流iLr降至0,激磁电流iLm升至 t5时刻,关断S2;激磁电流 对C2充电C1放电,a点电位开始谐振上升;
S2两端电压 和电流 表达式为:其中:
在t6时刻,a点电位谐振至VDC,本模式持续时间为:模式7,t6‑t7:t6时刻,a点电位升到VDC,D1自然导通;t6‑t7,换流电流反向增大;
本模式激磁电流为:
S1的软开通时间为:
S2关断到S1导通时间间隔DN5为:t7时刻,激磁电流 增至 本模式持续时间为:S1导通到S5关断时间间隔DN6为:模式8,t7‑t8:t7时刻,关断S5,负载电流iLoad对C6充电,C5放电,b点电位线性上升;t8时刻,b点电位升至VDC/2,二极管D4自然导通;S4在t8之后控制导通;
本模式持续时间为:
S1关断到S2导通时间间隔DN7为:DN7=T7‑8 (80)开关完成零电压换流需要设计换流电感、激磁电感、变压器匝比、开关并联吸收电容;
各元件参数的设计将在以下完成,以输出电流为正时分析;
当(1/2‑k)VDC小于VDC/2时,在换流电流大于负载电流一定值的条件下关断S2保证开关管可靠完成换流;且主开关的关断损耗与关断时刻的沟道电流的平方成正比,因此S2的关断电流在满足式时,主开关的关断损耗近似忽略,关断损耗小于1/10:其中ILoad_rms为负载电流有效值;
在实际的电路运行过程中,负载电流检测存在误差,导致Iboost的误差,影响换流时间T2‑3和ZVT开通时间T3‑B,式和求和之后对Ir求导,当Ir满足公式的时主开关的死区时间为一固定值;
联立:
由,得:
其中由和有解得β的取值范围为:为保证S5可靠换流且S4有足够得ZVS开通时间,假设Lm>>Lr,由得:为保证磁化电流在换流电感Lr线性放电阶段后t=t4与S5换流之前t=t0大小相等,方向相反,忽略下桥臂谐振换流阶段磁化电流的变化:上述T1‑A,TA‑4都与负载电流有关,当负载电流为0时,T1‑A和TA‑4值最小分别为T1‑A_min和TA‑4_min,在此条件下计算出的Lm符合任何负载电流大于0时S4有足够得ZVS开通时间的要求;
因此:
激磁电流由下式表示:
其中TA‑4为负载电流不同时所得的tA‑t4的时间间隔;因此每个开关周期的 不同。
说明书 :
一种变压器辅助型PWM三电平零电压软开关逆变器
技术领域
背景技术
电磁干扰,影响周围电子设备的正常运行。软开关技术以有效缓和以上提到的技术问题,其
基本思想是通过谐振回路的辅助,使功率器件在其电压或电流值较低甚至为零时进行开关
动作,减弱甚至完全消除功率器件电压和电流的交叠。
压不够高的问题。此外多电平整流器有更好的电源质量,更高的电压和功率容量以及更低
的电磁干扰。因此,多电平整流器非常适合于高功率应用。
Techniques for the Neutral‑Point‑Clamped(NPC)Inverter总结了四种软开关三电平电
路,其中四种电路都有四个辅助开关管,虽然实现了主开关管的软开关并且在一定程度上
减少了开关管的损耗,但其电路结构和控制复杂且造价昂贵,体积较大导致其不适用于实
际场合。已有技术在原有技术的基础上减少两个开关管,提出了新的三电平零电压开关和
零电流开关变换器电路。技术与技术相比在电路结构和控制方面明显简化,但应用在实际
中仍然比较复杂。
发明内容
有效降低开关管的导通损耗,更易于实用化的优点。
S5、第六主开关管S6、第一分压电容Cd1、第二分压电容Cd2、隔离变压器T、初级绕组T1、次级绕
组T2、钳位二极管D7、谐振电感Lr、飞跨电容Cs,第一主开关管S1的源极、第二主开关管S2的
漏极相连于a点,这两个开关管构成高速开关上桥臂;所述第四主开关管S4的源极、第五主
开关管S5的漏极相连于b点,这两个开关管构成高速开关下桥臂;第三主开关管S3的源极、第
六主开关管S6的漏极相连于c点,这两个开关管构成低速开关桥臂;第二主开关管S2的源极、
第四主开关管S4的漏极、第一分压电容Cd1的负极和第二分压电容Cd2的正极连于o点;第一分
压电容Cd1和第二分压电容Cd2两端的电压分别为VDC/2;第一分压电容Cd1的正极与隔离变压
器T的次级绕组T2的异名端、第一开关管S1的漏极相连;第二分压电容Cd2的负极与钳位二极
管D7的正极、第五开关管S5的源极相连;钳位二极管D7的负极与变压器次级绕组T2的同名端
相连;谐振电感Lr的一端与a点相连,另一端与隔离变压器T的初级绕组T1的同名端相连;隔
离变压器T的初级绕组T1的异名端与飞跨电容Cs的阳极相连;飞跨电容Cs的阴极与b点相
连;隔离变压器T的初级绕组T1的匝数与次级绕组T2的匝数比为1/k;负载的一端与c点相连,
另一端与o点相连。
所有ti‑j形式为ti时刻到tj时刻的时间段。
C4=C5=C6;以下参数均根据输入量约束表达;k为变压器匝比;Lr为换流电感;Lm为激磁电
感; 为S1和S5换流前的激磁电流值,与每个开关周期中的负载电流值成正相关;
和激磁电流反向减少至零,变压器原边被钳位为kVDC,S4在时间段t1‑tA之间控制导通为ZVS
导通;tA之后,换流电感两端的电压为 激磁电感两端电压为kVDC;换流电流iLr和
激磁电流iLm以不同的斜率正向增加。
间控制导通实现ZVS导通。
磁电流反向减少至零,变压器原边被钳位为kVDC,S2在时间段t1‑tA之间控制导通为ZVS导通;
tA之后,换流电感两端的电压为 激磁电感两端电压为kVDC;换流电流和激磁电流
以不同的斜率正向增加。
实现ZVS导通。
的关断电流在满足式时,主开关的关断损耗近似忽略,关断损耗小于1/10:
间的要求;因此:
并未增加额外的辅助开关因此结构以及控制简单,实现了所有开关管的零电压开通,有效
降低了开关管的开通损耗。
附图说明
具体实施方式
第一分压电容Cd1、第二分压电容Cd2、隔离变压器T、初级绕组T1、次级绕组T2、钳位二极管D7、
谐振电感Lr、飞跨电容Cs,第一主开关管S1的源极、第二主开关管S2的漏极相连于a点,这两
个开关管构成高速开关上桥臂;所述第四主开关管S4的源极、第五主开关管S5的漏极相连于
b点,这两个开关管构成高速开关下桥臂;第三主开关管S3的源极、第六主开关管S6的漏极相
连于c点,这两个开关管构成低速开关桥臂;第二主开关管S2的源极、第四主开关管S4的漏
极、第一分压电容Cd1的负极和第二分压电容Cd2的正极连于o点;第一分压电容Cd1和第二分
压电容Cd2两端的电压分别为VDC/2;第一分压电容Cd1的正极与隔离变压器T的次级绕组T2的
异名端、第一开关管S1的漏极相连;第二分压电容Cd2的负极与钳位二极管D7的正极、第五开
关管S5的源极相连;钳位二极管D7的负极与变压器次级绕组T2的同名端相连;谐振电感Lr的
一端与a点相连,另一端与隔离变压器T的初级绕组T1的同名端相连;隔离变压器T的初级绕
组T1的异名端与飞跨电容Cs的阳极相连;飞跨电容Cs的阴极与b点相连;隔离变压器T的初
级绕组T1的匝数与次级绕组T2的匝数比为1/k;负载的一端与c点相连,另一端与o点相连。
所有ti‑j形式为ti时刻到tj时刻的时间段。
C4=C5=C6;以下参数均根据输入量约束表达;k为变压器匝比;Lr为换流电感;Lm为激磁电
感; 为S1和S5换流前的激磁电流值,与每个开关周期中的负载电流值成正相关;
和激磁电流反向减少至零,变压器原边被钳位为kVDC,S4在时间段t1‑tA之间控制导通为ZVS
导通;tA之后,换流电感两端的电压为 激磁电感两端电压为kVDC;换流电流iLr和
激磁电流iLm以不同的斜率正向增加。
间控制导通实现ZVS导通。
磁电流反向减少至零,变压器原边被钳位为kVDC,S2在时间段t1‑tA之间控制导通为ZVS导通;
tA之后,换流电感两端的电压为 激磁电感两端电压为kVDC;换流电流和激磁电流
以不同的斜率正向增加。
实现ZVS导通。
电流为正时分析);
关断电流在满足式(81)时,主开关的关断损耗近似忽略(关断损耗小于1/10):
因此:
开关频率fsw 20KHz
Coss 100pF
Iboost 2A
T1A_min 10ns
T3B 10ns
激磁电感Lm 40.3uH
变压器匝比k 0.4
神和范围的任何修改或者等同替换,其均应涵盖在本发明技术方案的范围内。