一种高压供电的PTAT基准电流源电路转让专利
申请号 : CN202010837632.9
文献号 : CN111796623B
文献日 : 2021-09-14
发明人 : 石峰 , 连颖 , 任俊 , 黄亮
申请人 : 北京新雷能科技股份有限公司
摘要 :
权利要求 :
1.一种高压供电的PTAT基准电流源电路,其特征在于,包括电流吸收模块和PTAT基准电流产生模块,
所述PTAT基准电流产生模块包括第一PNP型三极管、第二PNP型三极管、第二电阻、第一电容、第三PMOS管、第四PMOS管、第三NMOS管、第四NMOS管和第五NMOS管,其中第三PMOS管、第四PMOS管、第三NMOS管、第四NMOS管和第五NMOS管均为LDMOS管,第三PMOS管和第四PMOS管的尺寸比为1:1,第三NMOS管和第四NMOS管的尺寸比为1:1;
第一PNP型三极管的基极和集电极互连并连接第二PNP型三极管的基极和第三PMOS管的源极,其发射极连接供电电压;
第二PNP型三极管的集电极连接第四PMOS管的源极,其发射极通过第二电阻后连接供电电压;
第三NMOS管的栅极连接第四NMOS管的栅极和漏极、第四PMOS管的漏极以及第五NMOS管的栅极并通过第一电容后接地,其漏极连接第三PMOS管的栅极和漏极以及第四PMOS管的栅极,其源极连接第四NMOS管和第五NMOS管的源极并接地;
第五NMOS管的漏极输出与绝对温度成正比的基准电流;
所述电流吸收模块包括第一PMOS管、第二PMOS管、第一NMOS管、第二NMOS管和第一电阻,其中第一PMOS管、第二PMOS管、第一NMOS管和第二NMOS管为LDMOS管;
第二PMOS管的栅极连接第一PMOS管的栅极和漏极以及第一NMOS管的漏极,其源极连接第一PMOS管的源极并连接供电电压,其漏极连接第二NMOS管的栅极和漏极、第一NMOS管的栅极以及所述PTAT基准电流产生模块中第一PNP型三极管的集电极;
第一PMOS管的尺寸大于第二PMOS管的尺寸使得所述电流吸收模块能够从所述PTAT基准电流产生模块中第一PNP型三极管的集电极抽取电流;
第一电阻一端连接第一NMOS管和第二NMOS管的源极,另一端接地。
2.根据权利要求1所述的高压供电的PTAT基准电流源电路,其特征在于,通过调整第一电阻的电阻值能够控制所述电流吸收模块从第一PNP型三极管集电极抽取的电流,第一电阻的电阻值越大抽取的电流越小,同时第一电阻用于分担高压供电的电压降;第一电阻选择多晶硅电阻或阱电阻实现。
3.根据权利要求1或2所述的高压供电的PTAT基准电流源电路,其特征在于,设置第一PMOS管和第二PMOS管的尺寸比为1.5:1。
说明书 :
一种高压供电的PTAT基准电流源电路
技术领域
背景技术
成正比(PTAT)。以PTAT基准电流源为例,PTAT基准电流源会根据温度来调整输出的基准电
流,在一定程度上可以补偿温度对电路系统带来的影响。
大、钳位等操作,即可产生与绝对温度成正比的基准电流信号输出。典型的PTAT基准电流源
的温度特性曲线如图1所示,由于晶体管总会存在寄生参数,模型的精度也有一定的限制,
因此实际的温度特性曲线会有一定的非线性性。
中,供电电压往往在24V甚至36V以上,这种情况下传统的PTAT基准电流源设计已经不再适
用,必须换用LDMOS管。LDMOS管与普通MOS管在工艺和参数上都存在很多不同,需要进行专
门的设计与优化。因此,在功率电子设备中,针对高压供电的PTAT基准电流源设计显得尤为
重要。
发明内容
降压结合PNP三极管产生与绝对温度成正比的基准电流,解决了传统结构无法耐受高电压
的问题;同时针对将普通MOS替换成LDMOS管带来的dv/dt噪声影响,本发明设计了第一电容
C来滤除dv/dt带来的噪声;针对LDMOS管开启速度慢的问题,本发明设计了电流吸收模块从
PTAT基准电流产生模块中抽取电流,从而加速上电启动过程。
管、第四PMOS管、第三NMOS管、第四NMOS管和第五NMOS管均为LDMOS管,第三PMOS管和第四
PMOS管的尺寸比为1:1,第三NMOS管和第四NMOS管的尺寸比为1:1;
管的栅极,其源极连接第四NMOS管和第五NMOS管的源极并接地;
管的栅极以及所述PTAT基准电流产生模块中第一PNP型三极管的集电极;
高压供电的电压降;第一电阻选择多晶硅电阻或阱电阻实现。
抵抗供电电压跳变带来的dv/dt噪声影响;利用电流吸收模块抽取PTAT基准电流产生模块
的电流,加快了基准电流建立稳定状态的速度。
附图说明
滤波后的波形图。
形图。
具体实施方式
PNP型三极管Q2、第二电阻R2、第一电容C、第三PMOS管P3、第四PMOS管P4、第三NMOS管N3、第
四NMOS管N4和第五NMOS管N5,第一PNP型三极管Q1的基极和集电极互连并连接第二PNP型三
极管Q2的基极和第三PMOS管P3的源极,其发射极连接供电电压VCC;第二PNP型三极管Q2的
集电极连接第四PMOS管P4的源极,其发射极通过第二电阻R2后连接供电电压VCC;第三NMOS
管N3的栅极连接第四NMOS管N4的栅极和漏极、第四PMOS管P4的漏极以及第五NMOS管N5的栅
极并通过第一电容C后接地,其漏极连接第三PMOS管P3的栅极和漏极以及第四PMOS管P4的
栅极,其源极连接第四NMOS管N4和第五NMOS管N5的源极并接地;第五NMOS管N5的漏极输出
与绝对温度成正比的基准电流。
电压与温度密切相关的特性,通过PNP型三极管钳位将温度信号转换成与绝对温度成正比
的基准电流输出。第三PMOS管P3、第四PMOS管P4、第三NMOS管N3和第四NMOS管N4形成了自举
结构,第三PMOS管P3和第四PMOS管P4的尺寸比设置为1:1,第三NMOS管N3和第四NMOS管N4的
尺寸比设置为1:1,实现电压钳位。
NMOS管N2和第一电阻R1,其中第一PMOS管P1、第二PMOS管P2、第一NMOS管N1和第二NMOS管N2
为LDMOS管;第二PMOS管P2的栅极连接第一PMOS管P1的栅极和漏极以及第一NMOS管N1的漏
极,其源极连接第一PMOS管P1的源极并连接供电电压VCC,其漏极连接第二NMOS管N2的栅极
和漏极、第一NMOS管N1的栅极以及PTAT基准电流产生模块中第一PNP型三极管Q1的集电极;
设置第一PMOS管P1的尺寸大于第二PMOS管P2的尺寸使得电流吸收模块能够从PTAT基准电
流产生模块中第一PNP型三极管Q1的集电极抽取电流;第一电阻R1一端连接第一NMOS管N1
和第二NMOS管N2的源极,另一端接地。
经过第二NMOS管N2流向第一电阻R1。随着第二NMOS管N2的导通,第一NMOS管N1、第一PMOS管
P1和第二PMOS管P2很快也导通并建立起偏置。本发明设置第一PMOS管P1的尺寸略大于第二
PMOS管P2的尺寸,所以第二PMOS管P2流过的电流会略小于第二NMOS管N2,需要从第一PNP型
三极管Q1的集电极抽取电流。图2所示实施例中设置第一PMOS管P1和第二PMOS管P2的尺寸
比为1.5:1,当然也可以采用其他比例,只要满足第一PMOS管P1的尺寸略大于第二PMOS管P2
的尺寸并大致接近1:1即可。同样的,图2所示实施例中第一PNP型三极管Q1和第二PNP型三
极管Q2的尺寸比设置为1:2,也可以按照实际应用取不同的值。
电。随着第四NMOS管N4的栅极电压逐渐上升,第四NMOS管N4与第三NMOS管N3、第五NMOS管N5
会一同导通。又由于第三PMOS管P3、第四PMOS管P4、第三NMOS管N3、第四NMOS管N4构成自举
结构,因此第三PMOS管P3、第四PMOS管P4也会很快导通。至此,图2中所有管子均已进入导通
状态。随着供电电压VCC建立完成,整个电路很快进入稳定工作状态。
PNP型三极管Q2的发射极电流。Is则是第一PNP型三极管Q1的反向饱和电流。k为玻尔兹曼常
数,q为电子电荷量,T为绝对温度。
到输出端,决定输出的基准电流信号IOUT。
第一PNP型三极管Q1、第二PNP型三极管Q2、第三PMOS管P3、第四PMOS管P4、第三NMOS管N3的
寄生电容串扰到第四NMOS管N4的栅极,如果没有滤波电容即第一电容C,则有可能导致第四
NMOS管N4的栅极电压VG过低,甚至第四NMOS管N4关断。由于第三PMOS管P3、第四PMOS管P4、
第三NMOS管N3、第四NMOS管N4形成了自举结构,如果第四NMOS管N4关断,那么有可能导致第
三PMOS管P3、第四PMOS管P4、第三NMOS管N3也同时关断,PTAT基准电流产生模块被锁死在零
输出电流的状态,如图3(a)所示。为了解决这一问题,本发明设置了第一电容C来稳定第四
NMOS管N4的栅极电压,滤除dv/dt带来的噪声。加了滤波电容C后的波形如图3(b)所示,由于
电容的滤波作用,第四NMOS管N4的栅极电压VG的电压波动小了很多,在供电电压VCC稳定后
VG会重新回到正常电位。第一电容C的取值可以由本领域技术人员根据实际情况进行调整,
过大会影响瞬态响应的速度,过小则不容易起到滤波的效果。
会使得第四NMOS管N4的栅极电压VG相较稳定状态下偏高,节点存在多余的电荷。当上电结
束后,供电电压VCC处于稳定的电平,第四NMOS管N4栅极处的电压会逐渐回到稳定状态。如
果没有电流吸收模块,如图4中(a)所示,第四NMOS管N4栅极的多余电荷会通过到地寄生通
路缓慢泄放,直至第四NMOS管N4栅极电压回到正常水平,这一泄放过程会比较缓慢,影响稳
态的建立速度。增加了电流吸收模块以后,电流吸收模块会从PTAT基准电流产生模块抽取
一部分电流,使得流过第三NMOS管N3的电流减小;第三NMOS管N3电流的减小会使得PTAT内
部的反馈环调整,第四NMOS管N4的栅极电平会更快地下降到正常电平。因此在增加了电流
吸收模块以后,稳定状态的建立速度加快了,如图4(b)所示。可以看出在图4中(a)和(b)的
50us处有微小幅度的下降,但是由于图中VG的直流电压在800毫伏,而图4中(a)的下降幅度
大约在20毫伏,图4中(b)的下降幅度大约在1毫伏,相对直流电压小得多,因此下降幅度在
图4中不太明显。
阻R1的电阻值越大抽取的电流越小,同时第一电阻R1用于分担高压供电的电压降。由于电
流吸收模块的抽取电流不能过大,否则容易导致功耗的明显增加,要降低抽取电流值,就必
须将第一电阻R1做成大电阻;且实际中第一电阻R1上会分担很大一部分电压降,因此也需
要第一电阻R1为大电阻以分担高压,第一电阻R1通常可以采用多晶硅电阻工艺来实现,或
选择阱电阻实现第一电阻R1。第二电阻R2是一个中小型电阻,第一电容C是一个小型的滤波
电容,都是常规器件。
问题;并且基于普通MOS替换成LDMOS后,导致的管子寄生电容会变大、输入电压的dv/dt噪
声更容易串扰到第四NMOS管N4栅极而影响输出基准电流的问题,以及LDMOS栅源电容更大
导致开启速度更慢的问题,本发明设计了LDMOS分压电流镜与电容噪声滤波结构,不仅能够
承受高电压而且减轻了dv/dt的影响,同时利用电流吸收模块抽取PTAT基准电流产生模块
的电流,加快了基准电流建立稳定状态的速度。